專利名稱：：應(yīng)用于馬達(dá)驅(qū)動的電流向量控制脈寬調(diào)變逆變器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
：本發(fā)明是有關(guān)一馬達(dá)驅(qū)動技術(shù)，尤指應(yīng)用于馬達(dá)控制的一電流向量控制脈寬調(diào)變逆變器。
背景技術(shù)：
：永磁式交流(AC)馬達(dá)(PMACM)因為具有下述符合需求的特點，已廣泛地應(yīng)用于高效能服務(wù)中與感應(yīng)直流(DC)馬達(dá)相比下顯現(xiàn)的高效率、高轉(zhuǎn)矩對慣性比、低維護(hù)費用及精簡結(jié)構(gòu)。使用永久磁鐵以產(chǎn)生實質(zhì)上空氣間隙磁通量而無磁激，使其可用極佳的效率特征設(shè)計永磁式交流(AC)馬達(dá)。此效率優(yōu)勢在舉世許多應(yīng)用中已漸形珍貴。因為所有永磁式交流(AC)馬達(dá)都是同步機器，只有當(dāng)磁激能精確地與轉(zhuǎn)子速度及瞬間位置同步時才能夠產(chǎn)生平均轉(zhuǎn)矩。確保同步的最直接及有力方式是用已安裝的位置傳感器(例如霍爾(Hall)效應(yīng)傳感器)連續(xù)地測量轉(zhuǎn)子的絕對角位置，才能精確地在永磁式交流(AC)馬達(dá)相位中同步切換磁激。達(dá)成同步的一公知方法是使用一六步方波(sixstep)電壓逆變器。六步方波電壓逆變器的基本操作可藉由將逆變器視為六個理想開關(guān)而了解。線間和線間電壓及相位和線間電壓則具有圖1所示的波形。該線對線電壓含有一均方根基本分量，如Vll(rmsfund)=6πVcc...(1)]]>請參考J.Holtz的“脈沖寬度調(diào)變的調(diào)查”，IEEETrans.Ind.Electron.，卷39，編號5，第410-420頁，1992年12月。該文獻(xiàn)中，脈沖寬度調(diào)變(PWM)逆變器維持幾乎固定的DC連結(jié)電壓，且于逆變器內(nèi)包含了電壓控制及頻率控制。運作時，該逆變器中的電源開關(guān)是在高頻切換，因此實際操作上可視為一截斷器。一般而言，調(diào)變技術(shù)分為二類以一固定的切換比例于基本切換頻率下操作者，以及一切換比例是連續(xù)改變以同步化一更接近正弦的馬達(dá)電流(稱為正弦PWM)者。在第一類中，區(qū)塊調(diào)變是調(diào)變的最簡型式，且最靠近簡單六步方波操作。與藉由變化DC連結(jié)電壓以變化馬達(dá)電壓波形的振幅者不同的是，其是于一固定的切換比例下，藉由切換該逆變器開關(guān)中之一或二者以適合該速度。圖2中所示為區(qū)塊調(diào)變的簡單形式，其中該截斷是限于各組件傳導(dǎo)周期的中間60電角度，導(dǎo)致半導(dǎo)體開關(guān)的最小切換周期。不論區(qū)塊調(diào)變模式及六步方波模式間的相似性，在低轉(zhuǎn)速狀態(tài)下的轉(zhuǎn)矩脈波(torquepulsations)情形遠(yuǎn)不如六步進(jìn)逆變器嚴(yán)重。然而，六步進(jìn)逆變器的諧波情形也出現(xiàn)于區(qū)塊調(diào)變，但尚有更高諧波的發(fā)生是與區(qū)塊調(diào)變模式的截斷頻率有關(guān)。因此，與更簡潔的調(diào)變算法比較，該模塊的馬達(dá)損耗及噪聲相當(dāng)顯著。圖3顯示相位電壓及電流波形。即使開關(guān)TA+及TA-于180電角度狀態(tài)時是處于開啟(ON)狀態(tài)上，由于負(fù)載的遲延功率因子，其等實際的傳導(dǎo)間隔小于180電角度。第二類是正弦脈寬調(diào)變(PWM)，其是用來合成馬達(dá)電流，以使其盡可能的接近正弦波形。這樣的作法能使低電壓諧波大幅衰減，通常只留下實質(zhì)上振幅接近截斷或載波頻率的二諧波或四諧波。與六步方波馬達(dá)操作相比，該馬達(dá)能以低速更平順地旋轉(zhuǎn)并實質(zhì)消除轉(zhuǎn)矩脈動，且由逆變器產(chǎn)生的額外馬達(dá)損耗會隨正弦脈寬調(diào)變(PWM)操作而使效率實質(zhì)上減少。然而，要平衡此等優(yōu)勢，正弦脈寬調(diào)變(PWM)逆變器控制較復(fù)雜，且截斷頻率較高，造成比六步方波操作更高的切換損耗。為趨近正弦波，高頻三角形波與基頻正弦波的比較顯示于圖4。電流控制技術(shù)在電流控制脈寬調(diào)變(PWM)逆變器擔(dān)負(fù)最重要的作用，其已廣泛應(yīng)用于高效能馬達(dá)驅(qū)動器中。在以下文獻(xiàn)[1]-[7]中已描述電流控制器的各種技術(shù)[1]M.Lajoie-Mazenc、C.Villanueva及J.Hector的“永久磁鐵同步機器上的遲滯控制逆變器的研究及實作(Studyandimplementationofhysteresiscontrolledinverteronapermanentmagnetsynchronousmachine.)”，IEEETrans.Ind.Applicat.，卷IA-21，編號2，第408-413頁，1985年3月/4月。D.M.Brod及D.W.Novotny的“VSI-PWM逆變器的電流控制(CurrentcontrolofVSI-PWMinverters.)”，IEEETrans.Ind.Applicat.，卷IA-21，編號3，第562-570頁，1985年5月/6月。T.M.Rowan及R.J.Kerkman的“新穎同步電流調(diào)整器及電流調(diào)整PWM逆變器的分析(Anewsynchronouscurrentregulatorandananalysisofcurrent-regulatedPWMinverters.)”，IEEETrans.Ind.Applicat.卷IA-22，編號4，第678-690頁，1986年7月/8月。M.P.Kazmierkowski、M.A.Dzieniakowski及W.Sulkowski的“脈寬調(diào)變(PWM)逆變器的新穎空間向量電流控制器(NovelspacevectorbasedcurrentcontrollersforPWM-inverters.)”，IEEETrans.PowerElectron.，卷6，編號1，第158-166頁，1991年1月。C.T.Pan及T.Y.Chang的“減少切換頻率的改進(jìn)遲滯電流控制器(Animprovedhysteresiscurrentcontrollerforreducingswitchingfrequency.)”IEEETrans.PowerElectron.，卷9，編號1，第97-104頁，1994年。L.Malesani及P.Tenti的“具有固定調(diào)變頻率的電流控制電壓源脈寬調(diào)變(PWM)逆變器的新穎遲滯控制方法(Anovelhysteresiscontrolmethodforcurrent-controlledvoltage-sourcePWMinverterswithconstantmodulationfrequency)”，IEEETrans.Ind.Applicat.，卷26，編號1，第88-92頁，1990年1月/2月。S.Buso、S.Fasolo、L.Malesani及P.Mattavelli的“一種無不擺適應(yīng)性遲滯電流控制(Adead-beatadaptivehysteresiscurrentcontrol.)”，IEEETrans.Ind.Applicat.，卷36，編號4，第1174-1180頁，2000年7月/8月。然而，上述公知技術(shù)中，遲滯電流控制器(HCC)因為其容易實施、快速動態(tài)響應(yīng)、最大電流限制及對負(fù)載參數(shù)變化不靈敏的特性而相當(dāng)流行。但是取決于負(fù)載條件，切換頻率在基本周期間可能大振幅地變化，導(dǎo)致不規(guī)則的逆變器操作特性。此主要是由于三相位變換間的相互干擾，因為各相位電流不僅取決于對應(yīng)的相位電壓，而且也受另外二相位的電壓影響。因此，實際電流波形不僅由遲滯控制決定，而且也取決于操作條件。電流斜率可能變化相當(dāng)大，且電流峰值可能明顯超過遲滯頻帶的極限。逆變器頻率可能變得比需求更高許多，以符合漣波及噪聲要求，且逆變器開關(guān)必須據(jù)以調(diào)整。此外，高頻及電流峰值增加功率損耗且可能影響系統(tǒng)可靠性。一些應(yīng)用零向量以減少切換次數(shù)的遲滯電流控制技術(shù)近來已被提出[4]-[5]。另一公知方法為使相位間的干擾效應(yīng)減到最少，同時維持遲滯方法的所有優(yōu)勢。由于已減少干擾，所以允許頻帶振幅的相位鎖定回路(PLL)控制，提供在周期內(nèi)的固定切換頻率[6]-[7]。然而，該控制算法加復(fù)雜，且失去HHCC的主要優(yōu)勢(即簡單)。另一方面，空間向量調(diào)變(SVM)技術(shù)兼具二優(yōu)異特點，使其與以下文獻(xiàn)及專利[8]-[12]中描述的正弦脈寬調(diào)變(PWM)方法所獲得的結(jié)果相比，其在相同載波頻率時最大輸出電壓高15.4％，且切換數(shù)目少大約30％。K.Zhou及D.Wang的“空間向量調(diào)變及三相位載波PWM間的關(guān)系全面分析(Relationshipbetweenspace-vectormodulationandthree-phasecarrier-basedPWMAcomprehensiveanalysis)”，IEEETrans.Ind.Electron.，卷49，編號1，第186-196頁，2002年2月。V.Blasko的“以已修正空間向量及三角形比較方法為基礎(chǔ)的混合PWM分析(AnalysisofahybridPWMbasedonmodifiedspace-vectorandtriangle-comparisonmethod)”，IEEETrans.Ind.Applicat.，卷33，第756-764頁，1997年5月/6月。X.Xu及D.Deng的“自SVPWM到六步方波操作的已改進(jìn)轉(zhuǎn)換的三相位逆變器電路(ThreephaseinvertercircuitwithimprovedtransitionfromSVPWMtosixstepoperation.)”，1996年9月3日福特汽車公司的美國專利第5,552,977號。V.Blasko的“混合脈沖寬度調(diào)變方法及裝置”，1998年1月6日Allen-Bradley公司的美國專利第5,706,186號。B.H.Kwon\T.W.Kim及J.H.Youm的“新穎SVM遲滯電流控制器(AnovelSVM-basedhysteresiscurrentcontroller.)”，IEEETrans.PowerElectron.卷13，編號2，第297-307頁，1998年3月。SVM技術(shù)根據(jù)輸出電壓向量所在的區(qū)域，用以限制待應(yīng)用的空間向量。然而，為獲得零輸出電流誤差，SVM技術(shù)需要一不實際的反電動勢向量的測量值。HCC可使輸出電流向量用幾乎可忽略的響應(yīng)時間、對線電壓及不靈敏的負(fù)載參數(shù)變化跟循命令向量。然而，除了所需空間向量外，HCC根據(jù)SVM技術(shù)中的區(qū)域亦產(chǎn)生其它的向量。如果應(yīng)用零向量以減少輸出電流向量的電流值，線電流會隨著平緩斜率降低并且降低切換頻率。使用HCC及SVM技術(shù)的所有特點的SVM-HCC已在[12]中被揭露。為控制馬達(dá)的三相電流，一有效方法是藉由三個低值電阻器或霍爾(Hall)效應(yīng)電流傳感器直接加以測量。然而，此方法并不經(jīng)濟(jì)。如果馬達(dá)繞組是星形連接，則能把三相馬達(dá)驅(qū)動的傳感器數(shù)目減少成二。然而，因為在增益常數(shù)中的差異及另二電流傳感器的的DC偏移，此方法在第三相位電流的估計中會引入誤差。一替代性方法是根據(jù)已測量到的dc連結(jié)電流及脈寬調(diào)變(PWM)信號重建三相位電流，如以下文獻(xiàn)及專利[13]-[21]中所述。P.P.Acarnley的“用于三相無刷DC驅(qū)動器中繞組電流的可觀察性標(biāo)準(zhǔn)(Observabilitycriteriaforwindingcurrentsinthree-phasebrushlessDCdrives)”，IEEETrans.PowerElectro.，卷8，編號3，第264-270頁，1993年7月。C.D.French、P.P.Acarnley及A.G.Jack的“使用一單一DC連結(jié)電流傳感器的無刷DC驅(qū)動器中的實時電流估計(Real-timecurrentestimationinbrushlessDCdrivesusingasingleDC-linkcurrentsensor.)”，EPEConf.Rec.，1993年，第445-450頁。J.F.Moynihan、S.Bolognani、R.C.Kavanagh、M.G.Egan及J.M.D.Murphy的“使用數(shù)字信號處理器的AC伺服驅(qū)動器的單一傳感器電流控制(SinglesensorcurrentcontrolofACservodrivesusingdigitalsignalprocessors.)”，EPEConf.Rec.，1993年，第415-421頁。J.Zhang及M.Schroff的“具有DC連結(jié)電流測量的三相無刷DC驅(qū)動器的電流控制(Currentcontrolofthree-phasebrushlessDCdriveswithDC-linkcurrentmeasurement.)”，PowerConv.Intell.Motion(PCIM)Conf.，第141-148頁，1997年6月。F.Blaabjerg、J.K.Pedersen、U.Jaeger及P.Thoegersen的“三相位PWM-VS逆變器的DC連結(jié)中的單一電流傳感器技術(shù)回顧及新穎解決方案(SinglecurrentsensortechniqueintheDClinkofthree-phasePWM-VSinvertersAreviewandanovelsolution.)”，IEEETrans.Ind.Applicat.，卷33，編號5，第1241-1253頁，1997年9月/10月。H.Tan及S.L.Ho的“適于BLDCM驅(qū)動器的新穎單一電流傳感器技術(shù)(AnovelsinglecurrentsensortechniquesuitableforBLDCMdrives.)”，IEEE-PEDSConf.，1999年，第133-138頁。L.Ying及N.Ertugrul的“來自永久磁鐵AC馬達(dá)的DC連結(jié)的相位電流的新穎估計(AnovelestimationofphasecurrentsfromDClinkforpermanentmagnetACmotors.)”，Conf.Rec.，第606-612頁，2001年。T.M.Wolbank及P.Macheiner的“具有單一DC連結(jié)電流測量的逆變器饋送AC機器的已改進(jìn)觀察電流控制器(Animprovedobserver-basedcurrentcontrollerforinverterfedACmachineswithsingleDC-linkcurrentmeasurement.)”，IEEE-PESCConf.inProc.，2002年，第1003-1008頁。Z.Yu的“使用逆變器接腳分路電阻器的相位電流傳感器(Phasecurrentsensorusinginverterlegshuntresistor.)”，德州儀器公司2003年3月4日的美國專利第6,529,393號。根據(jù)SVM的概念，饋送馬達(dá)的逆變器只有八種可能的切換狀態(tài)，是由二種零狀態(tài)及六種作用狀態(tài)表示。在六種作用狀態(tài)期間，只有三相位電流中的一流經(jīng)DC連結(jié)。然而，在二種零狀態(tài)中，相位電流透過二極管在逆變器橋接中循環(huán)，不經(jīng)過DC連結(jié)。在脈寬調(diào)變(PWM)電流控制模式下，每一調(diào)變周期中有二種可能的作用狀態(tài)。因此能從DC連結(jié)電流導(dǎo)出二相電流。然而，在脈寬調(diào)變(PWM)控制的某些操作條件下，二種作用狀態(tài)中任一者均可能持續(xù)極短時間周期。因此，由于功率組件的有限切換時間、無效時間以及電子電路中的延遲，實際相位電流在dc連結(jié)測量上也許無法量測。圖5是公知六步方波馬達(dá)驅(qū)動器的方塊圖，其中該馬達(dá)驅(qū)動器包括A相位、B相位及C相位上側(cè)驅(qū)動晶體管101、103及105，U相位、V相位及W相位下側(cè)驅(qū)動晶體管102、104及106，二極管101D、102D、103D、104D、105D及106D，一霍爾(Hall)傳感器電路201、一公知六步方波控制電路202、一前驅(qū)動電路203及一電流偵測電阻器204。一馬達(dá)包括A相位線圈301、一B相位線圈302及一C相位線圈303。在此具體實施例中，N型金屬氧化物半導(dǎo)體(NMOS)晶體管是用以驅(qū)動晶體管101-106。二極管101D的陽極端及陰極端分別連接到驅(qū)動晶體管101的源極終端及漏極終端。同樣地，二極管102D-106D的陽極端及陰極端是以相同方式分別連接到驅(qū)動晶體管102-106的源極終端及漏極終端。驅(qū)動晶體管101、103及105的漏極終端是連接到電源供應(yīng)Vcc，而驅(qū)動晶體管102、104及106的源極終端是連接到電流偵測電阻器204的一端。電流偵測電阻器204的其它端是接地。驅(qū)動晶體管101-102的二極管101D-102D是操作為一A相位輸出電路，驅(qū)動晶體管103-104的二極管103D-104D是操作為一B相位輸出電路，且驅(qū)動晶體管105-106的臂及二極管105D-106D是操作為一C相位輸出電路。晶體管101的源極終端及晶體管102的漏極終端的共同節(jié)點是連接在A相位線圈301的一終端。同樣地，晶體管103的源極終端及晶體管104的漏極終端的共同節(jié)點是連接在B相位線圈302的一終端，并且晶體管105的源極終端及晶體管106的漏極終端的共同節(jié)點是連接在C相位線圈303的一終端。A相位線圈301、B相位線圈302、及C相位線圈303的其它端是彼此相連。自驅(qū)動晶體管101-102流向A相位線圈301的電流是稱為A相位電流IA。同樣地，自驅(qū)動晶體管103-104流向B相位線圈302的電流叫作B相位電流IB，且自驅(qū)動晶體管105-106流向C相位線圈303的電流叫作C相位電流IC。自驅(qū)動晶體管101-106流向線圈301-303的所有相位電流IA、IB及IC的方向，對于所有相位電流是假設(shè)為正方向。馬達(dá)300的線圈301-303是在Y中連接。因此，各自的相位電流是等于流經(jīng)對應(yīng)線圈的電流。該霍爾(Hall)傳感器電路201包括霍爾(Hall)傳感器201A、201B及201C，其等偵測馬達(dá)300轉(zhuǎn)子的位置，并且輸出偵測結(jié)果至位置偵測電路及電流命令產(chǎn)生電路22，如霍爾(Hall)傳感器201A、201B及201C輸出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-。公知六步方波控制電路202(其接收霍爾(Hall)傳感器輸出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-、一轉(zhuǎn)矩命令信號Tc及一回授電流信號Ifb)產(chǎn)生切換控制信號S11-S16，以選擇使任何驅(qū)動晶體管101-106為開啟或關(guān)閉，且傳送指令到前驅(qū)動電路203。前驅(qū)動電路203根據(jù)公知六步方波控制電路202的輸出來輸出信號到驅(qū)動晶體管101-106的柵極，以控制驅(qū)動晶體管101-106的開/關(guān)狀態(tài)。圖6是公知六步方波控制電路的方塊圖，其中該六步方波控制電路包括差分放大器401A、401B及401C，自動增益控制電路402A、402B及402C，加法器403A、403B及403C，乘法器404A、404B及404C，比較器405A、405B、405C、412A、412B及412C，一低通濾波器406A，一峰值偵測電路407，一加法器408，控制器409，一載波信號產(chǎn)生器410及一無效時間控制電路411。差分放大器401A、401B及401C分別接收霍爾(Hall)傳感器輸出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-，根據(jù)霍爾(Hall)傳感器輸出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-決定位置信號Ha、Hb及Hc，且輸出位置信號Ha、Hb及Hc到自動增益電路402A、402B及402C。自動增益電路402A、402B及402C調(diào)整位置信號Ha、Hb及Hc的電流值，然后產(chǎn)生信號H11、H21及H31。加法器接收到信號H11、H21及H31后，分別產(chǎn)生信號H13、H23及H33到比較器412A、412B及412C。接收一電流回授信號Ifb的低通濾波器406輸出信號到峰值偵測電路407。加法器408接收到轉(zhuǎn)矩命令信號TC及峰值偵測電路407產(chǎn)生的偵測結(jié)果，輸出誤差信號至控制器409。分別接收到控制器409的輸出信號及比較器412A、412B及412C的輸出信號的乘法器404A、404B及404C，會分別輸出結(jié)果到比較器405A、405B及405C。無效時間控制電路411根據(jù)比較器405A、405B及405C的輸出決定切換控制信號S11-S16。圖6顯示轉(zhuǎn)軸馬達(dá)的公知電流控制架構(gòu)的控制方塊圖。此控制布局的基礎(chǔ)與開放回路電壓/頻率控制類似。電壓的振幅及相位是單獨地被控制。此控制布局有些限制。由于dc連結(jié)電流取決于脈寬調(diào)變(PWM)信號，一中止電流是如圖7所示被測量成電流回授。在偵測到dc連結(jié)電流的峰值后，能如圖7所示產(chǎn)生一連續(xù)電流回授。然而，其所產(chǎn)生的電流回授含有大漣波，即使在穩(wěn)態(tài)操作中也可能造成不良的電流控制效能。此外，圖6所示的電流控制器409的控制參數(shù)，當(dāng)應(yīng)用于不同馬達(dá)時需要調(diào)整以改進(jìn)控制效能。圖8顯示用公知六步方波控制架構(gòu)的電流控制效能的仿真結(jié)果。圖9顯示已修改的六步方波控制電路的控制方塊圖。三比較器412A、412B及412C是從圖6中省略。圖10顯示已修改的六步方波控制架構(gòu)的電流控制效能仿真波形。由于只控制最大相位電流的振幅，已控制的相位電流類似圖10所示的梯形波形。此外，由于非正弦的相位電流所產(chǎn)生的轉(zhuǎn)矩含有一轉(zhuǎn)矩漣波，其可能造成馬達(dá)振蕩而可能使效率劣化。公知方法中，不管是區(qū)塊調(diào)變或正弦脈寬調(diào)變(PWM)，均會遭遇只能控制最大電流的振幅的問題。因此，無法控制相位電流的形狀。在美國專利第6,674,258號中，MatsushitaElectric工業(yè)公司已提出能在一脈寬調(diào)變(PWM)切換周期內(nèi)控制二相位電流的電流控制架構(gòu)。圖11顯示Matsushita方法的整體控制方塊圖。為求簡單，三個梯形電流命令如圖12所示而產(chǎn)生。采用圖12中的時間間隔TU1作為實例，以解釋此控制方法的基本原理。在此時間間隔中，用于相位a的終端電壓是被限制為圖13a所示的Vcc，且相位電流ia需依轉(zhuǎn)矩電流命令TI控制。由于只能從dc連結(jié)電流中感測到一相位電流，其它二終端電壓被切換成接地，用于如圖13a所示的一脈寬調(diào)變(PWM)切換周期的開始感測相位電流ia。當(dāng)ia達(dá)到轉(zhuǎn)矩電流命令，相位b的較低開關(guān)藉由控制信號F1關(guān)閉，并且相位電流ib如圖13b所示流經(jīng)上開關(guān)的二極管3D。在F1關(guān)閉后，能從dc連結(jié)電流感測到相位電流ic的負(fù)值，且其是受控制以跟隨斜坡電流命令TP，如圖14a-圖14b所示。當(dāng)負(fù)ic達(dá)到斜坡電流命令TP后，相位3的較低開關(guān)由控制信號F2關(guān)閉，且相位電流ic如圖13c所示流經(jīng)上開關(guān)的二極管5D。理論上，此方法不僅能控制最大相位電流的振幅，而且也能在一脈寬調(diào)變(PWM)切換周期間控制其它二相位電流中的一的形狀。圖15顯示Matsushita方法的仿真結(jié)果。從此圖中，由于所述的非正弦電流波形，所產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩含有一大轉(zhuǎn)矩漣波。應(yīng)注意的是受控制的相位電流并非圖12中顯示的需求理想梯形波形。在下文中將解釋原因。實際上，此方法對于在一脈寬調(diào)變(PWM)切換周期內(nèi)控制二相位電流存在一基本問題。再次，采用圖12中的時間間隔TU1作為實例。在脈寬調(diào)變(PWM)切換周期的開始，相位電流ia受控制朝向轉(zhuǎn)矩電流命令TI。然而，相位電流ic的負(fù)值也如圖16顯示同時增加。當(dāng)相位電流ia達(dá)到該命令需求時，相位電流ic可能如圖16所示已經(jīng)超過斜坡電流命令。因此無法控制相位電流ic的形狀，直到斜坡電流命令超過相位電流ic的負(fù)值。圖17指出即使電流命令是三正弦波形，此基本問題仍可能發(fā)生。圖17中的另一觀察結(jié)果是如可控制的電流形狀是ib而非ic，可控制相位電流ib直到電流命令低于相位電流ib的負(fù)值。因此，對于此基本問題的合理解答是要在TU1的前一半中控制ia及ib，而在TU1的后一半中控制ia及ic。將于以下章節(jié)中提供數(shù)學(xué)分析以解釋此方法的基本問題。從圖13a中，可推導(dǎo)出如下的三相位電壓方程式van=va-vn=Vcc-13(Vcc+0+0)=iaR+Ldiadt+ea...(2)]]>vbn=vb-vn=0-13(Vcc+0+0)=ibR+Ldibdt+eb...(3)]]>vcn=vc-vn=0-13(Vcc+0+0)=icR+Ldicdt+ec...(4)]]>其中van、vbn、vcn是三相位電壓，va、vb、vc是三終端電壓，Vcc是dc連結(jié)供應(yīng)電壓，ia、ib、ic是三相位電流，ea、eb、ec、是三后電動勢電壓，R及L是定子電阻及電感。從以上方程序中，相位電流的變化可估計為Δia1=1L(23Vcc-ea-iaR)...(5)]]>Δib1=1L(-13Vcc-eb-ibR)...(6)]]>Δic1=1L(-13Vcc-ec-icR)...(7)]]>類似分析可針對圖13b進(jìn)行，成為Δia2=1L(13Vcc-ea-iaR)...(8)]]>Δib2=1L(13Vcc-eb-ibR)...(9)]]>Δic2=1L(-23Vcc-ec-icR)...(10)]]>且對于圖13c為Δia0=1L(-ea-iaR)...(11)]]>Δib0=1L(-eb-ibR)...(12)]]>Δic0=1L(-ec-icR)...(13)]]>針對圖13a至圖13c定義時間間隔為Δtn1、Δtn2及Δtn3，其中n指在時間間隔TU1中的第n切換周期?？赏茖?dǎo)出在第k切換瞬間的相位電流ic如ick=Σn=1k(Λicn1Λtn1+Λicn2Λtn2+Λicn0Δtn0)...(14)]]>從(7)、(10)及(13)，(14)可推導(dǎo)成ick=-1LΣn=1k[13Vcc(Λtn1+2Δtn2)+ecnΔTsw+icnRΔTsw]...(15)]]>其中ΔTsw指切換周期，其也是Δtn1、Δtn2及Δtn0的加總。以圖12顯示的梯形電流波形，可推導(dǎo)第k個切換瞬間的相位電流命令ic*如下ick*=-Σn=1kΔic*ΔTsw=-Pω020i*ΔTsw...(16)]]>其中分別由P指示轉(zhuǎn)軸馬達(dá)的磁極，且ω0指在第一切換瞬間的旋轉(zhuǎn)速度，而i*指電流命令的振幅。如前述，如果希望控制相位電流ic以在TU1的時間間隔內(nèi)循著電流命令ic*，則會有ick≥ick*...(17)]]>藉由將(15)及(16)置入(17)，(17)的條件可重寫為Σn=1k[13Vcc(1+Δtn2ΔTsw-Δtn0ΔTsw)+(ecn+icnR)]≤Pω0L20i*...(18)]]>結(jié)果方程式(18)在第k切換瞬間成立，則可控制相位電流ic，以在TU1時間間隔的第k切換瞬間后跟隨電流命令ic*。因此方程式(18)是決定相位電流ic的形狀是否可控制的條件?？蓮姆匠淌?18)中獲得一些以下的觀察結(jié)果。在TU1時間間隔之內(nèi)，方程式(18)中左側(cè)的第一項是正值，且第二項是負(fù)值，即0<13Vcc(1+Δtn2ΔTsw-Δtn0ΔTsw)<13Vcc...(19)]]>ecn+icnR＜0(20)方程式(18)的右側(cè)是與旋轉(zhuǎn)速度ω0及相位電流的振幅i*直接成正比。因此，如圖18a-圖18b所示，在較高速度時比在較低速度時更容易滿足方程式(18)。假設(shè)后電動勢電壓及相位電流均為正弦形狀，且可在時間間隔TU1推導(dǎo)如下ecn=-KEωnsin(60nΔTsw20Pω0)=-KEωnsin(3Pω0nΔTsw)...(21)]]>icn＝-i*sin(3Pω0nΔTsw)(22)在低速度時，方程式(18)的右側(cè)大約是零。因此對于在方程式(18)的左側(cè)的負(fù)加總而言，可得到(KEωn+i*)sin(3Pω0nΔTsw)≥13Vcc(1+Δtn2ΔTsw-Δtn0ΔTsw)...(23)]]>從方程式(23)的條件中可得到一結(jié)論，即方程式(23)只有在低速操作而具有充分大的n時才能滿足，即在低速操作時，無法在TU1的整個時間間隔內(nèi)控制相位電流ic的形狀。此現(xiàn)象可能引起轉(zhuǎn)矩漣波，而影響整體控制效能。從以上分析，Matsushita方法的概念有幾項優(yōu)勢。首先，不只可控制振幅，而且可控制相位電流的形狀以減少轉(zhuǎn)矩漣波。第二，不需要調(diào)整任何控制參數(shù)。第三，在任何瞬間只有二相位需要切換，因此能減少功率晶體管的切換損耗。然而，Matsushita的方法有控制電流形狀的基本問題。因此，提出新控制架構(gòu)以保留Matsushita方法的優(yōu)勢且改進(jìn)其缺點。
發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的主要目的是提供一種空間向量電流控制脈寬調(diào)變(PWM)系統(tǒng)的馬達(dá)驅(qū)動技術(shù)，該驅(qū)動技術(shù)是能控制多個相位電流不隨一dc連結(jié)電流回授而本發(fā)明的另一目的是提供一種以空間向量電流控制脈寬調(diào)變(PWM)技術(shù)為基礎(chǔ)的馬達(dá)驅(qū)動器。該馬達(dá)驅(qū)動器中，可控制相位電流的振幅及其形狀以減少轉(zhuǎn)矩漣波。本發(fā)明的另一目的是提供一以空間向量電流控制脈寬調(diào)變(PWM)技術(shù)為基礎(chǔ)的馬達(dá)驅(qū)動器。在該馬達(dá)驅(qū)動器中，任何瞬間只需要切換二相位。因此能減少功率晶體管的切換損耗。因此，為達(dá)成以上目的，本發(fā)明提供一馬達(dá)驅(qū)動器，包含多個輸出電路，任一該輸出電路均包含一上臂開關(guān)及一下臂開關(guān)，是串聯(lián)以經(jīng)由該上臂開關(guān)與下臂開關(guān)間的一連接點供應(yīng)一電流給一馬達(dá)，該連接點存在于每一輸出電路中；一電流偵測電阻器，與該多個輸出電路共同串聯(lián)，用以偵測供給多個輸出電路的電流；一位置偵測電路，是用于輸出一位置信號，該位置信號與馬達(dá)轉(zhuǎn)子的位置相關(guān)；一電流命令產(chǎn)生電路，用以根據(jù)該位置信號及一預(yù)定相位角產(chǎn)生一預(yù)定電流命令信號，其中該預(yù)定電流命令信號的一相位角是由該預(yù)定相位角決定；及一空間向量調(diào)變控制電路，用以命令多個設(shè)置在多個開關(guān)狀態(tài)的輸出電路，該輸出電路用以控制一電動馬達(dá)，其中該空間向量調(diào)變控制電路根據(jù)在電流偵測電阻器處產(chǎn)生的該預(yù)定電流命令信號、該位置信號以及一回授電流信號，命令所述的開關(guān)產(chǎn)生開關(guān)狀態(tài)的模式，藉由切割一時間周期以獲得任一多個周期，該時間周期是對應(yīng)于該開關(guān)狀態(tài)的型態(tài)，該多個周期包含一第一周期，，其中該電壓向量視為該預(yù)定電流命令信號、位置信號以及回授電流信號的函數(shù)，用以決定多個輸出電路的開關(guān)狀態(tài)；該多個周期包含一第二周期，其中該電壓向量視為該預(yù)定電流命令信號以及該回授電流信號的函數(shù)，用以決定多個輸出電路的開關(guān)狀態(tài)。藉由單純示范最適于實施本發(fā)明的模式中之一，熟習(xí)此項技術(shù)人士將可自以下說明了解本發(fā)明的特點及優(yōu)勢中之一或部分或全部，其中該說明顯示及描述本發(fā)明的較佳具體實施例。如應(yīng)可了解到，本發(fā)明能有不同具體實施例，并且其數(shù)個細(xì)節(jié)是能在各種明顯方面中修改，且全部不脫離本發(fā)明。因此，附圖及說明書基本上可視為范例性而非限制性。圖1是一配合六步進(jìn)電壓源逆變器使用的線間和線間電壓及相位和線間電壓的波形。圖2是區(qū)塊調(diào)變的一典型電壓波形。圖3顯示六步進(jìn)電壓源逆變器的相位電壓及電流波形。圖4顯示一正弦脈寬調(diào)變(PWM)技術(shù)。圖5是一公知六步進(jìn)馬達(dá)驅(qū)動器的方塊圖。圖6是一公知六步進(jìn)控制電路的方塊圖。圖7顯示一dc連結(jié)電流及峰值偵測輸出電流的仿真波形。圖8顯示一具有公知六步進(jìn)控制架構(gòu)的電流控制效能的仿真波形。圖9是一已修改的六步進(jìn)控制電路的方塊圖。圖10顯示一具有已修改的六步進(jìn)控制架構(gòu)的電流控制效能的仿真波形。圖11顯示一Matsushita方法的整體控制方塊圖。圖12顯示一Matsushita方法的三梯形電流命令。圖13a-圖13c顯示一流經(jīng)Matsushita方法的馬達(dá)的電流路線。圖14a-圖14b顯示一Matsushita方法的波形。圖15顯示一具有Matsushita方法的電流控制效能的仿真結(jié)果。圖16顯示一具有梯形電流波形的Matsushita方法的基本問題。圖17顯示一具有正弦電流波形的Matsushita方法的基本問題。圖18a-圖18b顯示一在(a)低速操作、(b)高速操作下的Matsushita方法的實驗結(jié)果。圖19是一根據(jù)本發(fā)明較佳實施例的馬達(dá)驅(qū)動器的方塊圖。圖20a顯示空間向量及開關(guān)狀態(tài)模式的定義。圖20b是根據(jù)本發(fā)明一較佳具體實施例用于各自的相位電流的一預(yù)定波形。圖21顯示根據(jù)本發(fā)明一較佳具體實施例的位置偵測電路及電流命令產(chǎn)生電路的示意圖。圖22a-圖22b是顯示一相位偏移表。圖23是顯示根據(jù)本發(fā)明一較佳實施例的位置偵測及電流命令產(chǎn)生電路的輸出波形。圖24顯示一根據(jù)本發(fā)明一較佳實施例的SVM控制電路的示意圖。圖25顯示一根據(jù)本發(fā)明一第一較佳實施例的SVM控制電路的時序圖。圖26顯示一根據(jù)本發(fā)明一第一較佳實施例的SVM控制電路的查詢表。圖27是一根據(jù)本發(fā)明一第一較佳實施例的SVM邏輯控制波形。圖28顯示一根據(jù)本發(fā)明一第一較佳實施例在區(qū)域I的SVM控制電路的電流控制波形。圖29顯示一根據(jù)本發(fā)明一較佳實施例的仿真結(jié)果。圖30-圖35顯示本發(fā)明以上較佳具體實施例的變化實施例。符號說明霍爾傳感器電路501位置偵測電路及電流命令產(chǎn)生電路502空間向量調(diào)變(SVM)控制電路503前置驅(qū)動電路504電流偵測電阻器505U相位上側(cè)驅(qū)動晶體管601U相位下側(cè)驅(qū)動晶體管602V相位上側(cè)驅(qū)動晶體管603V相位下側(cè)驅(qū)動晶體管604W相位上側(cè)驅(qū)動晶體管605W相位下側(cè)驅(qū)動晶體管606二極管601D602D603D604D605D606DU相位線圈701V相位線圈702W相位線圈70具體實施方式請參考圖19，為一根據(jù)本發(fā)明的較佳實施例的馬達(dá)驅(qū)動器的方塊圖，其中該馬達(dá)驅(qū)動器包含一霍爾(Hall)傳感器電路501、一位置偵測電路及電流命令產(chǎn)生電路502、一空間向量調(diào)變(SVM)控制電路503、一前置驅(qū)動電路504、一電流偵測電阻器505、U相位、V相位及W相位上側(cè)驅(qū)動晶體管601、603以及605、U相位、V相位以及W相位下側(cè)驅(qū)動晶體管602、604以及606、多個二極管601D、602D、603D、604D、605D以及606D。一馬達(dá)包括一U相位線圈701、一V相位線圈702以及一W相位線圈703。本實施例中，N型金屬氧化物半導(dǎo)體(NMOS)晶體管是用于驅(qū)動該晶體管601-606。該二極管601D的陽極端以及陰極端分別連接到該驅(qū)動晶體管601的源極終端以及漏極終端。同樣地，該二極管602D-606D的陽極端及陰極端是以相同方式分別連接到該驅(qū)動晶體管602-606的源極終端及漏極終端。該驅(qū)動晶體管601、603及605的漏極終端是連接到電源供應(yīng)Vcc，而該驅(qū)動晶體管602、604及606的源極終端是連接到該電流偵測電阻器505的一端。該電流偵測電阻器505的其它端是接地。該驅(qū)動晶體管601-602的臂及二極管601D-602D是操作為一U相位輸出電路，該驅(qū)動晶體管603-604的臂及二極管603D-604D是操作為一V相位輸出電路，且該驅(qū)動晶體管605-606的臂及二極管605D-606D是操作為一W相位輸出電路。該晶體管601的源極終端及該晶體管602的漏極終端的共同節(jié)點是連接在U相位線圈701的一終端。同樣地，該晶體管603的源極終端及該晶體管604的漏極終端的共同節(jié)點是連接在V相位線圈702的一終端，并且該晶體管605的源極終端及該晶體管606的漏極終端的共同節(jié)點是連接在該W相位線圈703的一終端。該U相位線圈701、該V相位線圈702、以及該W相位線圈703的其它終端是彼此相連。自該驅(qū)動晶體管601-602流向該U相位線圈701的電流是稱為U相位電流IU。同樣地，自該驅(qū)動晶體管603-604流向該V相位線圈702的電流叫作V相位電流IV，且從該驅(qū)動晶體管605-606流向該W相位線圈703的電流叫作該W相位電流IW。自該驅(qū)動晶體管601-606流向該線圈701-703的所有相位電流IU、IV及IW的方向，對于所有相位電流是假設(shè)為正方向。該馬達(dá)700的線圈701-703為Y型連接。因此，各自的相位電流是等于流經(jīng)對應(yīng)線圈的電流。該霍爾(Hall)傳感器電路501包括霍爾(Hall)傳感器501A、501B及501C，用以偵測馬達(dá)700轉(zhuǎn)子的位置，并且輸出偵測結(jié)果至位置偵測電路及電流命令產(chǎn)生電路502，例如霍爾(Hall)傳感器501A、501B及501C輸出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-。位置偵測電路及電流命令產(chǎn)生電路502根據(jù)霍爾(Hall)傳感器輸出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-決定位置信號HU、HV及HW，且輸出該位置信號HU、HV及HW至SVM控制電路503。該位置信號HU、HV及HW是數(shù)位信號。該位置偵測電路及該電流命令產(chǎn)生電路502根據(jù)一轉(zhuǎn)矩命令信號Tc、一需求相位偏移角θ及霍爾(Hall)傳感器輸出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-，決定U相位電流命令信號IU*、V相位電流命令信號IV*，以及W相位電流命令信號IW*。該位置偵測電路以及該電流命令產(chǎn)生電路502輸出U相位電流命令信號IU*、V相位電流命令信號IV*及W相位電流命令信號IW*到該SVM控制電路503。該SVM控制電路503接收位置信號Hu、Hv及HW、U相位電流命令信號IU*、V相位電流命令信號IV*及W相位電流命令信號IW*及一回授電流信號Ifb，產(chǎn)生切換控制信號S21-S26以選擇使任何驅(qū)動晶體管601-606成開啟或關(guān)閉，且傳送指令到前置驅(qū)動電路504。前置驅(qū)動電路504根據(jù)SVM控制電路503的輸出來輸出信號到驅(qū)動晶體管601-606的柵極，以控制驅(qū)動晶體管601-606的ON/OFF狀態(tài)。請參考圖20a-圖20b，圖20a顯示空間向量及開關(guān)狀態(tài)模式的定義，而圖20b是根據(jù)本發(fā)明一較佳實施例，用于各自相位電流的預(yù)定波形。空間向量調(diào)變將圖19中的驅(qū)動晶體管601-606視為一單元，該單元能被驅(qū)動為八種獨特狀態(tài)，該多個狀態(tài)各產(chǎn)生一個別電壓向量。此等狀態(tài)顯示于圖20a，其中向量以1表示是指一上側(cè)面驅(qū)動晶體管(如，圖19的上側(cè)驅(qū)動晶體管601、603或605)是開啟，而0指一下側(cè)驅(qū)動晶體管(即，圖19的下側(cè)驅(qū)動晶體管602、604、或606)是開啟。在圖20a中，一晶體管關(guān)閉的條件是由從一上供應(yīng)電壓或一下供應(yīng)電壓延伸出的短線表示。相反地，一晶體管開啟的條件是由延伸向下及向右(即，朝定子繞組)延伸的較長線表示。電壓向量V0，舉例來說，是藉由打開所有下側(cè)驅(qū)動晶體管使定子繞組短路。電壓向量V7，也藉由打開所有上側(cè)驅(qū)動晶體管使定子繞組短路。因此，該電壓向量V0及V7由于其等對應(yīng)于定子繞組中的零電壓而稱為空(null)或零向量。一電壓向量V1透過一上側(cè)驅(qū)動晶體管耦合一電流至其各自的定子繞組，且接著將電流分開以通過其它二定子繞組及其等各自的下側(cè)驅(qū)動晶體管。一電壓向量V2從二上側(cè)晶體管使電流通過其等各自的定子繞組，然后結(jié)合此等電流成為一電流，通過剩余的定子繞組及其各自的下側(cè)晶體管。從此等實例中，其它電壓向量的開關(guān)狀態(tài)可從檢查圖20a了解。圖20a顯示八種開關(guān)狀態(tài)及表示此等狀態(tài)的電壓向量。此外，圖20b顯示根據(jù)本發(fā)明的空間向量定義為正弦電流命令的區(qū)域。在圖20b中，此等電壓向量是映像至一狀態(tài)圖的α-β軸。該空向量V0及V7是定位在坐標(biāo)中心，該電壓向量V1是沿α軸置放，而電壓向量V2-V6自該電壓向量V1開始連續(xù)分隔60度。因此，能夠把狀態(tài)圖的α-β軸分成六區(qū)域I-VI。應(yīng)注意到本發(fā)明與美國專利第6,674,258號以及美國專利公告號2004/0000884中所示的Matsushita方法的區(qū)域定義是不同的，如圖20b所示。此區(qū)域差別是有助于改進(jìn)如前文中所述Matsushita方法的型態(tài)追循能力的弱點。參考圖式中的圖21，圖21顯示根據(jù)本發(fā)明一較佳實施例的位置偵測電路及電流命令產(chǎn)生電路的示意圖。位置偵測電路包括差分放大器801U、801V及801W，自動增益控制電路802U、802V及802W，位準(zhǔn)偏移電路803U、803V及803W，比較器804U、804V及804W。位置偵測電路根據(jù)霍爾(Hall)傳感器輸出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-決定指出馬達(dá)700轉(zhuǎn)子位置的位置信號HU、HV及HW。該差分放大器801U的輸出表示霍爾(Hall)傳感器輸出H1+及H1-間的差。同樣地，該差分放大器801V的輸出表示霍爾(Hall)傳感器輸出H2+及H2-間的差。該差分放大器801W的輸出表示霍爾(Hall)傳感器輸出H3+及H3-間的差。自動增益控制電路802U、802V及802W接收到該差分放大器801U、801V及801W的輸出，以調(diào)整差異放大器的輸出使其具有相同的峰值。因此，該自動增益控制電路802U、802V及802W的輸出H11、H12及H13具有相同振幅。因為霍爾(Hall)傳感器輸出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-是近似正弦波，所以信號H11、H12及H13也是近似正弦波。信號H11的相位比信號H12相位提前120度。同樣地，信號H12的相位比信號H13的信號提前120度。用以偏移自動增益控制電路802U、802V及802W的輸出H11、H12及H13的電壓位準(zhǔn)的位準(zhǔn)偏移電路803U、803V及803U，是分別輸出所述的結(jié)果到比較器804U、804V及804W。該比較器804U、804V及804W用一電壓參考Vref比較位準(zhǔn)偏移電路803U、803V及803W的輸出，且分別產(chǎn)生位置信號HU、HV及HW。該電流命令產(chǎn)生電路包括乘法器805a-805f，加法器806U、806V及806W，乘法器807U、807V及807W，一相位偏移表808，及一轉(zhuǎn)矩振幅比例增益控制電路809。相位偏移表808根據(jù)需求相位偏移角θ決定K1及K2的值。位置偵測信號H21是來自K1*H11-K2*H12。同樣地，位置偵測信號H22來自K1*H12-K2*H13。位置偵測信號H23來自K1*H13-K2*H11。假設(shè)K1＝K2＝1。因此，位置偵測信號H21的相位是比信號H11提前30度。換句話說，該位置偵測信號H21提前信號H11的相位是由K1及K2的值決定，即需求相位偏移角θ。同樣地，該位置偵測信號H22提前信號H12的相位是由K1及K2的值決定，即需求相位偏移角θ。該位置偵測信號H23提前信號H13的相位是由K1及K2的值決定，即需求相位偏移角θ。U相位電流命令信號IU*是藉由該信號H21及轉(zhuǎn)矩命令信號TC決定。轉(zhuǎn)矩命令信號TC的值是藉由轉(zhuǎn)矩振幅比例增益控制電路809調(diào)整。同樣地，V相位電流命令信號IV*及W相位電流命令信號IW*是藉由該信號H22與H23及轉(zhuǎn)矩命令信號TC決定。結(jié)果，U相位電流命令信號IU*、V相位電流命令信號IV*及W相位電流命令信號IW*根據(jù)一轉(zhuǎn)矩命令信號TC、一需求相位偏移角θ及霍爾(Hall)傳感器輸出H1+、H1-、H2+、H2-、H3+及H3-。顯示于圖22、圖23中的相位偏移表808，顯示根據(jù)本發(fā)明一較佳具體實施例的位置偵測及電流命令產(chǎn)生電路的輸出。參考圖式中的圖24至圖26，圖24顯示一根據(jù)本發(fā)明一較佳實施例的SVM控制電路的示意圖。圖25顯示根據(jù)本發(fā)明一第一較佳具體實施例的SVM控制電路的時序圖。圖26顯示根據(jù)本發(fā)明一第一較佳實施例的SVM控制電路的查找表。該SVM控制電路503包括一多任務(wù)處理器901、一逆變電路902、一位準(zhǔn)偏移電路903、一低通濾波器904、一位準(zhǔn)偏移及放大器905、一比較器906、一空間向量調(diào)變907、一參考時脈產(chǎn)生器908、D型正反器909與911、一延遲910、一下落緣延遲912、逆變器913與916、NAND閘914、及一查找表917。該查找表917根據(jù)位置信號HU、HV及HW、偵測狀態(tài)信號DS、控制狀態(tài)信號CS以及狀態(tài)信號SS決定多任務(wù)處理器901的傳導(dǎo)狀態(tài)及空間向量調(diào)變907的輸出。該查找表917也決定了逆變電路902的狀態(tài)。例如，假設(shè)SS＝0、DS＝1、CS＝0、HU＝1、HV＝0，及HW＝0。因此，M1＝0，M2＝1，M3＝0，且電壓向量＝V3。V相位電流命令信號IV*是透過多任務(wù)處理器901傳給逆變電路902，且由于M3＝0而旁通逆變電路902。該電壓向量V3被傳送到該空間向量調(diào)變907。該空間向量調(diào)變907產(chǎn)生切換控制信號S21-S26，用以選擇使任何驅(qū)動晶體管601-606成開啟或關(guān)閉，且傳送指令到前置驅(qū)動電路504。前置驅(qū)動電路504根據(jù)SVM控制電路503的輸出，來輸出信號到驅(qū)動晶體管601-606的柵極，以控制驅(qū)動晶體管601-606的ON/OFF狀態(tài)。參考圖25，圖25顯示根據(jù)本發(fā)明一較佳實施例的SVM控制電路的一脈寬調(diào)變(PWM)切換周期時序圖。本發(fā)明將一脈寬調(diào)變(PWM)切換周期分成三種狀態(tài)一偵測狀態(tài)、一控制狀態(tài)及一零狀態(tài)，如圖25所示。在偵測狀態(tài)中，一測試電壓向量會被施加達(dá)一小段時間間隔Δtd，用以在不同區(qū)域中偵測關(guān)鍵相位電流誤差。根據(jù)偵測到的相位電流誤差，選擇一適合的電壓向量供控制對應(yīng)的相位電流。例如，當(dāng)于偵測狀態(tài)Δtd下，需求輸出電壓向量是位于區(qū)域I時，電壓向量V3被傳送到空間向量調(diào)變模塊907而產(chǎn)生切換控制信號S21-S26，該切換控制信號S21-S26用以選擇使任何驅(qū)動晶體管601-606開啟或關(guān)閉。當(dāng)SVM控制電路503在控制狀態(tài)Δtc下接收到回授電流信號Ifb(即Ifb＝iV)，如果V相位電流命令信號IV*是大于或等于回授電流信號Ifb時，電壓向量V2被傳到空間向量調(diào)變907而產(chǎn)生切換控制信號S21-S26，用以選擇使任何驅(qū)動晶體管601-606開啟或關(guān)閉；或者，如果V相位電流命令信號IV*是小于回授電流信號Ifb時，電壓向量V1被傳到空間向量調(diào)變模塊907而產(chǎn)生切換控制信號S21-S26，用以選擇使任何驅(qū)動晶體管601-606開啟或關(guān)閉。當(dāng)V相位電流命令信號IV*是小于回授電流信號Ifb時，一旦U相位電流命令信號IU*等于回授電流信號Ifb，SVM控制電路503進(jìn)入零狀態(tài)，即電壓向量V0被傳送至空間向量調(diào)變模塊907而產(chǎn)生切換控制信號S21-S26，用以關(guān)閉任何驅(qū)動晶體管601-606。同樣地，當(dāng)V相位電流命令信號IV*是大于或等于回授電流信號Ifb時，一旦W相位電流命令信號IW*等于回授電流信號Ifb，SVM控制電路503進(jìn)入零狀態(tài)，即V0信號被傳送至空間向量調(diào)變模塊907而產(chǎn)生切換控制信號S21-S26，用以關(guān)閉任何驅(qū)動晶體管601-606。請參考圖27，其是根據(jù)本發(fā)明一第一較佳實施例的SVM邏輯控制波形。該誤差信號Ie是比較器906比較相位電流命令信號與回授電流信號Ifb的輸出。該回授電流信號Ifb是經(jīng)由一分路電阻器505回授的一dc連結(jié)電流。因此，根據(jù)以上描述，自dc連結(jié)電流感測到的相位電流取決于所應(yīng)用的空間向量，該電流命令必須根據(jù)該空間向量進(jìn)行多任務(wù)處理，且回授電流的符號必須被決定以計算電流誤差。圖28顯示根據(jù)本發(fā)明一第一較佳實施例于區(qū)域I的SVM邏輯控制電路的電流控制波形。圖29顯示根據(jù)本發(fā)明一較佳實施例說明的仿真結(jié)果。圖30-圖34顯示本發(fā)明以上較佳實施例的一變化實施例。唯一的差別為查詢表不只根據(jù)位置信號HU、HV及HW、偵測狀態(tài)信號DS、控制狀態(tài)信號CS及狀態(tài)信號SS，而且也根據(jù)一信號Hk決定多任務(wù)處理器的傳導(dǎo)狀態(tài)及空間向量調(diào)變的輸出。XOR閘收到位置偵測信號H21、H22及H23且輸出信號Hk。因此，本發(fā)明將偵測狀態(tài)分成12種狀態(tài)，如圖34所示。圖35顯示本發(fā)明以上較佳實施例的替代性模式的仿真結(jié)果。此外，因為在本發(fā)明中只以一分路電阻器505回授dc連結(jié)電流，所以僅需要一遲滯比較器。根據(jù)偵測到的相位電流誤差，會選擇一適合的空間向量，用于以該遲滯比較器控制對應(yīng)的相位電流。因此，藉由一脈寬調(diào)變(PWM)切換周期中的預(yù)定遲滯頻帶控制，可選擇一適當(dāng)?shù)南蛄坑靡钥刂埔幌辔浑娏?。熟知此項技術(shù)人士應(yīng)了解上述圖式及說明中所示的本發(fā)明具體實施例只是范例性且非限制。本發(fā)明較佳具體實施例的前述說明是用于示范及說明目的。其非旨于徹底或使本發(fā)明限于該精確形式或已揭示的范例性具體實施例。因此，先前說明應(yīng)視為示范性而非限制性。顯然許多修正及變化對于熟習(xí)此項技術(shù)人士將是很明顯的。具體實施例的選擇及描述為了更佳解釋本發(fā)明的原理及其實際應(yīng)用的最佳模式，從而允許熟習(xí)此項技術(shù)人士理解用于各種具體實施例的本發(fā)明，且具有適合于特定使用或所涵蓋實作的各種修改。本發(fā)明意于使其范疇由在此所附的申請專利范圍及其等同者定義，其中除非另有說明，否則所有請求項均包含其最廣泛的合理范圍。應(yīng)了解到，可由熟習(xí)此項技術(shù)者對于具體實施例進(jìn)行改變，而不脫離由以下申請專利范圍所定義的本發(fā)明的范疇。再者，本揭露書中沒有任何組件及組件是意以用于公眾，不管該組件或組件是否在以下申請專利范圍中明確地提及。此外，本揭露書的摘要是提供用以順應(yīng)摘要規(guī)則的要求，其允許搜尋者迅速地確定從此揭露書發(fā)布的任何專利的技術(shù)揭露主題。應(yīng)要了解到其非用于解釋或限制申請專利范圍的范疇或意涵。權(quán)利要求1.一馬達(dá)驅(qū)動器，包含多個輸出電路，該任一該輸出電路均包含一上臂開關(guān)及一下臂開關(guān)，是串聯(lián)以經(jīng)由該上臂開關(guān)與下臂開關(guān)間的一連接點供應(yīng)一電流給一馬達(dá)，該連接點存在于每一輸出電路中；一電流偵測電阻，與該多個輸出電路共同串聯(lián)，用以偵測供給多個輸出電路的電流；一位置偵測電路，是用于輸出一位置信號，該位置信號與馬達(dá)轉(zhuǎn)子所位置相關(guān)；一電流命令產(chǎn)生電路，用以根據(jù)該位置信號及一預(yù)定相位角產(chǎn)生一預(yù)定電流命令信號，其中該預(yù)定電流命令信號的一相位角是由該預(yù)定相位角決定；及一空間向量調(diào)變控制電路，用以命令多個設(shè)置在多個開關(guān)狀態(tài)的輸出電路，該輸出電路用以控制該電動馬達(dá)，其中該空間向量調(diào)變控制電路依據(jù)在電流偵測電阻器處產(chǎn)生的該預(yù)定電流命令信號、該位置信號以及一回授電流信號，命令所述的開關(guān)產(chǎn)生開關(guān)狀態(tài)的模式，藉由切割一時間周期以獲得任一多個周期，該時間周期是對應(yīng)于該開關(guān)狀態(tài)的型態(tài)，該多個周期包含一第一周期，其中該電壓向量視為該預(yù)定電流命令信號、位置信號以及回授電流信號的函數(shù)，用以決定多個輸出電路的開關(guān)狀態(tài)；該多個周期包含一第二周期，其中該電壓向量視為該預(yù)定電流命令信號以及該回授電流信號的函數(shù)，用以決定多個輸出電路的開關(guān)狀態(tài)。2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的馬達(dá)驅(qū)動器，其中該位置偵測電路具有三位置偵測電路，其各包含一差分放大器，接收一霍爾傳感器的多個輸出，用以獲得所述的霍爾傳感器多個輸出的一差分輸出；一位準(zhǔn)偏移電路，用以偏移該差分輸出的一電壓位準(zhǔn)；及一比較器，用以輸出一位置信號。3.根據(jù)權(quán)利要求2所述的馬達(dá)驅(qū)動器，其中該位置偵測電路更包含至少一自動增益控制電路，用以調(diào)整該差分放大器的該輸出，使其具有該相同峰值。4.根據(jù)權(quán)利要求2所述的馬達(dá)驅(qū)動器，其中該電流命令產(chǎn)生電路包含一相位偏移表，接收該預(yù)定相位角，用于決定一第一增益值及一第二增益值；一第一電流命令產(chǎn)生電路，包含一第一乘法器，接收該霍爾傳感器輸出的一第一差分輸出及該第一增益值，用于產(chǎn)生一第一信號；及一第二乘法器，其接收該霍爾傳感器輸出的一第一差分輸出及該第二增益值，用于產(chǎn)生一第二信號；一第二電流命令產(chǎn)生電路，包含一第三乘法器，接收該霍爾傳感器輸出的一第二差分輸出及該第一增益值，用于產(chǎn)生一第三信號；及一第四乘法器，接收該霍爾傳感器輸出的一第二差分輸出及該第二增益值，用于產(chǎn)生一第四信號；一第三電流命令產(chǎn)生電路，其包含一第五乘法器，接收該霍爾傳感器輸出的一第三差分輸出及該第一增益值，用于產(chǎn)生一第五信號；一第六乘法器，接收該霍爾傳感器輸出的一第三差分輸出及該第二增益值，用于產(chǎn)生一第六信號；一第一加法器，接收該第五信號及該第二信號，用于產(chǎn)生一第一相位角信號；一第二加法器，接收該第一信號及該第四信號，用于產(chǎn)生一第二相位角信號；一第三加法器，接收該第三信號及該第六信號，用于產(chǎn)生一第三相位角信號；一第七乘法器，接收一轉(zhuǎn)矩命令信號及該第一相位角信號，用于產(chǎn)生一第一預(yù)定電流命令信號；一第八乘法器，接收該轉(zhuǎn)矩命令信號及該第二相位角信號，用于產(chǎn)生一第二預(yù)定電流命令信號；及一第九乘法器，接收該轉(zhuǎn)矩命令信號及該第三相位角信號，用于產(chǎn)生一第三預(yù)定電流命令信號。5.根據(jù)權(quán)利要求4所述的馬達(dá)驅(qū)動器，其中該電流命令產(chǎn)生電路更包含一轉(zhuǎn)矩振幅比例增益控制電路，其是用于調(diào)整該轉(zhuǎn)矩命令信號的值。6.一種用于命令多個輸出電路的控制器，包含多個輸出電路，任一該輸出電路均包含一上臂開關(guān)及一下臂開關(guān)，是串聯(lián)以經(jīng)由該上臂開關(guān)與下臂開關(guān)間的一連接點供應(yīng)一電流給一馬達(dá)，該連接點存在于每一輸出電路中；一電流偵測電阻器，與該多個輸出電路共同串聯(lián)，用以偵測供給多個輸出電路的電流；一位置偵測電路，是用于輸出一位置信號，該位置信號與馬達(dá)轉(zhuǎn)子的位置相關(guān)；一電流命令產(chǎn)生電路，用以根據(jù)該位置信號及一預(yù)定相位角產(chǎn)生一預(yù)定電流命令信號，其中該預(yù)定電流命令信號的一相位角是由該預(yù)定相位角決定；及一空間向量調(diào)變控制電路，用以命令多個設(shè)置在多個開關(guān)狀態(tài)的輸出電路，該輸出電路用以控制該電動馬達(dá)，其中該空間向量調(diào)變控制電路依據(jù)在電流偵測電阻器處產(chǎn)生的該預(yù)定電流命令信號、該位置信號以及一回授電流信號，命令所述的開關(guān)產(chǎn)生開關(guān)狀態(tài)的模式，藉由切割一時間周期以獲得任一多個周期，該時間周期是對應(yīng)于該開關(guān)狀態(tài)的型態(tài)，該多個周期包含一第一周期，，其中該電壓向量視為該預(yù)定電流命令信號、位置信號以及回授電流信號的函數(shù)，用以決定多個輸出電路的開關(guān)狀態(tài)；該多個周期包含一第二周期，其中該電壓向量視為該預(yù)定電流命令信號以及該回授電流信號的函數(shù)，用以決定多個輸出電路的開關(guān)狀態(tài)。7.根據(jù)權(quán)利要求6所述的控制器，其中該位置偵測電路具有三位置偵測電路，各包含一差分放大器，接收一霍爾傳感器的多個輸出，用于獲得所述的霍爾傳感器多個輸出的一差分輸出；一位準(zhǔn)偏移電路，用以偏移該差分輸出的一電壓位準(zhǔn)；及一比較器，用以輸出一位置信號。8.根據(jù)權(quán)利要求7所述的控制器，其中該位置偵測電路更包含至少一自動增益控制電路，以調(diào)整所述的差分放大器的所述的輸出，使之具有該相同峰值。9.根據(jù)權(quán)利要求7所述的控制器，其中該電流命令產(chǎn)生電路包含一相位偏移裝置，接收該預(yù)定相位角，用于決定一第一增益值及一第二增益值；一第一電流命令產(chǎn)生電路，包含一第一乘法器，接收該霍爾傳感器輸出的一第一差分輸出及該第一增益值，用于產(chǎn)生一第一信號；及一第二乘法器，其接收該霍爾傳感器輸出的一第一差分輸出及該第二增益值，用于產(chǎn)生一第二信號；一第二電流命令產(chǎn)生電路，包含一第三乘法器，接收該霍爾傳感器輸出的一第二差分輸出及該第一增益值，用于產(chǎn)生一第三信號；及一第四乘法器，接收該霍爾傳感器輸出的一第二差分輸出及該第二增益值，用于產(chǎn)生一第四信號；一第三電流命令產(chǎn)生電路，其包含一第五乘法器，接收該霍爾傳感器輸出的一第三差分輸出及該第一增益值，用于產(chǎn)生一第五信號；一第六乘法器，接收該霍爾傳感器輸出的一第三差分輸出及該第二增益值，用于產(chǎn)生一第六信號；一第一加法器，接收該第五信號及該第二信號，用于產(chǎn)生一第一相位角信號；一第二加法器，接收該第一信號及該第四信號，用于產(chǎn)生一第二相位角信號；一第三加法器，接收該第三信號及該第六信號，用于產(chǎn)生一第三相位角信號；一第七乘法器，接收一轉(zhuǎn)矩命令信號及該第一相位角信號，用于產(chǎn)生一第一預(yù)定電流命令信號；一第八乘法器，接收該轉(zhuǎn)矩命令信號及該第二相位角信號，用于產(chǎn)生一第二預(yù)定電流命令信號；及一第九乘法器，接收該轉(zhuǎn)矩命令信號及該第三相位角信號，用于產(chǎn)生一第三預(yù)定電流命令信號。10.根據(jù)權(quán)利要求9所述的控制器，其中該電流命令產(chǎn)生電路更包含一轉(zhuǎn)矩振幅比例增益控制電路，其是用于調(diào)整該轉(zhuǎn)矩命令信號值。11.一種用于控制具有一逆變器的一電動馬達(dá)的方法，該逆變器具有多個開關(guān)，該多個開關(guān)是由多個切換狀態(tài)控制該多個開關(guān)的導(dǎo)通與截止，以及與該逆變器串聯(lián)的一電流偵測電阻器，該方法包含以下步驟偵測一供應(yīng)至該多個開關(guān)的電流；輸出與該馬達(dá)轉(zhuǎn)子位置對應(yīng)的位置信號；根據(jù)該位置信號以及一預(yù)定相位角產(chǎn)生預(yù)定電流命令信號，其中該預(yù)定電流命令信號的一相位角是由該預(yù)定相位角決定；及命令多個開關(guān)用以控制該電動馬達(dá)，該多個開關(guān)設(shè)定于多個開關(guān)狀態(tài)，其中該空間向量調(diào)變控制電路依據(jù)在電流偵測電阻器處產(chǎn)生的該預(yù)定電流命令信號、該位置信號以及一回授電流信號，命令所述的開關(guān)產(chǎn)生開關(guān)狀態(tài)的模式，藉由切割一時間周期以獲得任一多個周期，該時間周期是對應(yīng)于該開關(guān)狀態(tài)的型態(tài)，該多個周期包含一第一周期，其中該電壓向量視為該預(yù)定電流命令信號、位置信號以及回授電流信號的函數(shù)，用以決定多個輸出電路的開關(guān)狀態(tài)；該多個周期包含一第二周期，其中該電壓向量視為該預(yù)定電流命令信號以及該回授電流信號的函數(shù)，用以決定多個輸出電路的開關(guān)狀態(tài)。全文摘要一馬達(dá)驅(qū)動器具有多個輸出電路，該多個輸出電路均具有一上臂開關(guān)及一下臂開關(guān)，是串聯(lián)連接以供應(yīng)一電流給一馬達(dá)。該馬達(dá)驅(qū)動器更包括一電流偵測電阻，其與該多個輸出電路共同串聯(lián)用以偵測該多個輸出電路的輸出電流；一位置偵測電路，其是用于輸出一與馬達(dá)轉(zhuǎn)子的位置對應(yīng)的位置信號；一電流命令產(chǎn)生電路，是依據(jù)該位置信號及一預(yù)定相位角產(chǎn)生一預(yù)定電流控制信號，其中該預(yù)定電流控制信號的一相位角是由該預(yù)定相位角決定；及一空間向量調(diào)變控制電路，該空間向量調(diào)變控制電路是以空間向量調(diào)變?yōu)榛A(chǔ)，用于控制多個輸出電路，該多個輸出電路是利用多個切換狀態(tài)的設(shè)定以控制一電動馬達(dá)。文檔編號H02P6/16GK1797931SQ20051008906公開日2006年7月5日申請日期2005年8月3日優(yōu)先權(quán)日2004年12月29日發(fā)明者鄭光耀申請人:旺玖科技股份有限公司