專(zhuān)利名稱(chēng)：開(kāi)關(guān)電源電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及被提供作為各種電子裝置中的電源的開(kāi)關(guān)電源電路。
背景技術(shù)：
利用例如諸如反激變換器和正激變換器之類(lèi)的變換器的開(kāi)關(guān)電源電路是廣泛公知的。這些開(kāi)關(guān)變換器在開(kāi)關(guān)操作中形成矩形波形，因此在抑制開(kāi)關(guān)噪聲方面存在限制。同樣已知的是，由于它們的操作特性，在改善電源變換效率方面存在限制。
因此，使用諧振變換器的各種開(kāi)關(guān)電源電路(例如參見(jiàn)日本專(zhuān)利申請(qǐng)?jiān)缙诠_(kāi)No.平11-332233)已經(jīng)被提出并付諸實(shí)際使用。因?yàn)橹C振變換器在開(kāi)關(guān)操作中形成正弦波形，所以諧振變換器可以容易地提供高的電源變換效率，并達(dá)到低噪聲。諧振變換器具有另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)能夠由相對(duì)少量的部分形成。
圖24是示出了具有諧振變換器的傳統(tǒng)開(kāi)關(guān)電源電路的示例的電路圖。在圖中所示的電源電路中，部分電壓諧振電路與外部激勵(lì)型電流諧振變換器相結(jié)合。
在該圖所示的電源電路中，對(duì)商用交流電源AC提供全波整流和平滑電路，其包括橋式整流電路Di和一個(gè)平滑電容器Ci。作為橋式整流電路Di和平滑電容器Ci的全波整流操作的結(jié)果，在平滑電容器Ci兩端獲得了經(jīng)整流和平滑的電壓Ei(直流輸入電壓)。該經(jīng)整流和平滑的電壓Ei具有與交流輸入電壓VAC相等的電平。
被提供了直流輸入電壓并對(duì)直流輸入電壓進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作的電流諧振變換器具有通過(guò)半橋耦合彼此連接的兩個(gè)MOS-FET開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2，如圖所示。由體二極管形成的阻尼二極管DD1和DD2在圖中所示的方向中分別在開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2的漏極與源極之間與開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2并聯(lián)連接。
部分諧振電容器Cp在開(kāi)關(guān)器件Q2的漏極與源極之間與開(kāi)關(guān)器件Q2并聯(lián)連接。部分諧振電容器Cp的電容和初級(jí)繞組N1的漏電感L1形成并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)。于是，獲得了部分電壓諧振操作，其中僅當(dāng)開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2關(guān)斷時(shí)才發(fā)生電壓諧振。
該電源電路配備有例如由通用IC形成的振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2，用于對(duì)開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2具有振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路。振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路向開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2的柵極施加所需頻率的驅(qū)動(dòng)信號(hào)(柵極電壓)。從而，開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，使得以所需的開(kāi)關(guān)頻率交替地導(dǎo)通/關(guān)斷。
絕緣變換器變壓器(isolated converter transformer)PIT被提供用于將開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出傳遞到次級(jí)側(cè)。經(jīng)由初級(jí)側(cè)的并聯(lián)諧振電容器C1的串聯(lián)連接，絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1的一端被連接到開(kāi)關(guān)器件Q1的源極與開(kāi)關(guān)器件Q2的漏極之間的結(jié)點(diǎn)(開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn))，由此傳遞開(kāi)關(guān)輸出。
初級(jí)繞組N1的另一端被連接到初級(jí)側(cè)的地。
串聯(lián)諧振電容器C1的電容和包含初級(jí)繞組N1的絕緣變換器變壓器PIT的漏電感L1形成初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，用于將初級(jí)側(cè)的開(kāi)關(guān)變換器的操作變換為電流諧振型操作。
根據(jù)上述描述，該圖中所示的初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)獲得了電流諧振型操作，通過(guò)上述部分電壓諧振電路(Cp//L1)獲得了部分電壓諧振操作。
也就是說(shuō)，該圖中所示的電源電路采用了這樣的形式，其中用于使初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器成為諧振變換器的諧振電路結(jié)合了另一個(gè)諧振電路。在本說(shuō)明書(shū)中，這樣的開(kāi)關(guān)變換器將被稱(chēng)作復(fù)合諧振變換器。
雖然沒(méi)有參考圖形進(jìn)行描述，但是絕緣變換器變壓器PIT具有通過(guò)將由鐵氧體材料制成的E形磁芯(core)彼此組合而形成的E-E形磁芯。絕緣變換器變壓器PIT具有彼此分開(kāi)的初級(jí)側(cè)繞組部分和次級(jí)側(cè)繞組部分。初級(jí)繞組N1和下面將描述的次級(jí)繞組(N2A和N2B)圍繞E-E形磁芯的中心磁芯柱(magnetic leg)纏繞。
通過(guò)提供中心抽頭而被分開(kāi)的兩個(gè)次級(jí)繞組N2A和N2B被纏繞作為絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組。在次級(jí)繞組N2A和N2B中感應(yīng)了與被傳遞到初級(jí)繞組N1的開(kāi)關(guān)輸出相對(duì)應(yīng)的交流電壓。
在這種情況中，次級(jí)繞組N2A和N2B的中心抽頭被連接到次級(jí)側(cè)的地。包括整流二極管D01和D02以及平滑電容器C0的全波整流電路被連接到次級(jí)繞組N2A和N2B，如圖所示。從而，獲得了作為平滑電容器C0兩端電壓的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓E0。次級(jí)側(cè)直流輸出電壓E0被提供給未在圖中示出的負(fù)載側(cè)，并且從分支點(diǎn)輸入給下面將描述的控制電路1作為檢測(cè)電壓。
控制電路1向振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2提供與次級(jí)側(cè)直流輸出電壓E0的電平變化相對(duì)應(yīng)的檢測(cè)輸出。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2，使得根據(jù)控制電路1所提供的檢測(cè)輸出，改變開(kāi)關(guān)頻率。這樣改變開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)頻率穩(wěn)定了次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的電平。
圖25示出了當(dāng)具有該圖中所示的電路配置的電源電路滿(mǎn)足低電壓和高電流的負(fù)載條件時(shí)的操作波形。圖25所示的操作波形是當(dāng)在交流輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝125W的條件下進(jìn)行測(cè)量時(shí)獲得的。該情況中的低電壓和高電流條件是這樣的條件次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo＝5V，并且作為初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器開(kāi)關(guān)電流的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io＝25A。
在獲得圖25所示的操作波形的實(shí)驗(yàn)結(jié)果中，如下選擇電源電路的條件、部分、元件等。
首先，次級(jí)繞組N2A和N2B以及初級(jí)繞組N1的匝數(shù)被設(shè)置為使得次級(jí)側(cè)繞組的每T(匝)感應(yīng)的電壓電平是5V/T。具體地說(shuō)，次級(jí)繞組N2A＝N2B＝1T，初級(jí)繞組N1＝30T。
其次，在絕緣變換器變壓器PIT的E-E形磁芯的中心磁芯柱中形成大約1.0 mm的間隙。從而，在初級(jí)繞組N1與次級(jí)繞組N2A和N2B之間獲得大約0.85的耦合系數(shù)。
選擇初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1＝0.068μF，部分電壓諧振電容器Cp＝330pF。選擇50A/40V肖特基二極管作為整流二極管Do1和Do2。
圖25的波形圖中的開(kāi)關(guān)器件Q2兩端的電壓V1對(duì)應(yīng)于開(kāi)關(guān)器件Q2的導(dǎo)通/關(guān)斷狀態(tài)。具體地說(shuō)，電壓V1是矩形波，在開(kāi)關(guān)器件Q2導(dǎo)通的時(shí)段T2期間電平為零，在開(kāi)關(guān)器件Q2關(guān)斷的時(shí)段T1期間被箝位在預(yù)定電平。流過(guò)開(kāi)關(guān)器件Q2//阻尼二極管DD2的開(kāi)關(guān)電流IDS2具有這樣的波形在時(shí)段T2期間，開(kāi)關(guān)電流IDS2流過(guò)阻尼二極管DD2，并因而在導(dǎo)通時(shí)刻是負(fù)極性，然后被反相，以正極性流過(guò)開(kāi)關(guān)器件Q2的漏極和源極，并且在關(guān)斷的時(shí)段T1期間，開(kāi)關(guān)電流IDS2處于零水平。
開(kāi)關(guān)器件Q1執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，使得與開(kāi)關(guān)器件Q2交替地導(dǎo)通/關(guān)斷。因此，流過(guò)開(kāi)關(guān)器件Q1//阻尼二極管DD1的開(kāi)關(guān)電流IDS1具有相對(duì)于開(kāi)關(guān)電流IDS2相移180°的波形。
流過(guò)在開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn)與初級(jí)側(cè)的地之間連接的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-L1)的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io是如下波形分量合成得到的波形作為初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-L1)的諧振電流的正弦波形分量，以及由初級(jí)繞組N1的激勵(lì)電感產(chǎn)生的鋸齒波分量，該波形對(duì)應(yīng)于開(kāi)關(guān)電流IDS1和開(kāi)關(guān)電流IDS2的合成波形。
該情況中的負(fù)載功率Po＝125W的條件是這樣的條件與作為圖24所示電源電路所滿(mǎn)足的負(fù)載條件的最大值接近的大負(fù)載。在電源電路所處理的負(fù)載功率范圍內(nèi)的大負(fù)載的條件下，次級(jí)側(cè)的經(jīng)整流電流處在不連續(xù)模式中。
具體地說(shuō)，如圖25所示，在次級(jí)繞組N2A處出現(xiàn)的次級(jí)繞組電壓V2僅在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io以正弦波形式流動(dòng)的時(shí)段期間，具有被箝位在預(yù)定的絕對(duì)值電平處的波形，并且在由激勵(lì)電感產(chǎn)生的鋸齒波分量(作為在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io以正弦波形式流動(dòng)的時(shí)段之間的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io)流動(dòng)的間隔期間，電平為零。在次級(jí)繞組N2B處出現(xiàn)通過(guò)將次級(jí)繞組電壓V2反相得到的波形。
因此，流過(guò)整流二極管Do1的經(jīng)整流電流I1和流過(guò)整流二極管Do2的經(jīng)整流電流I2分別僅在時(shí)段DON1和DON2中流動(dòng)，在這些時(shí)段期間，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io以正弦波形式流動(dòng)。在其他時(shí)段中，經(jīng)整流電流I1和I2都不流動(dòng)。也就是說(shuō)，次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流不連續(xù)地流入平滑電容器。
由肖特基二極管形成的整流二極管Do1和Do2的正向電壓降是0.6V。在上述次級(jí)側(cè)的操作中，由于經(jīng)整流電流I1和I2具有35安培的相當(dāng)高的水平，如圖所示，所以這些整流二極管器件的傳導(dǎo)損耗是顯著的，從而，功率損耗增加。作為實(shí)際測(cè)量的結(jié)果，當(dāng)直流輸入電壓(經(jīng)整流和平滑的電壓Ei)＝130V時(shí)，DC到DC的電源變換效率只有大約86％。
作為一種用于降低次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流的傳導(dǎo)損耗的技術(shù)，已知一種同步整流電路，其通過(guò)具有低導(dǎo)通電阻的MOS-FET進(jìn)行整流。圖26示出了使用繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)的這樣的同步整流電路的配置示例。
順帶提及，圖26只示出了絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)的配置。初級(jí)側(cè)的配置與圖24中的相同。采用開(kāi)關(guān)頻率控制系統(tǒng)作為恒壓控制系統(tǒng)，其根據(jù)次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平，可變地控制初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器的開(kāi)關(guān)頻率。
采用圖26中所示的次級(jí)側(cè)配置的電源電路也滿(mǎn)足與圖24的情況相同的條件，即低電壓和高電流(VAC＝100V，負(fù)載功率Po＝125W，Eo＝5V，并且Io＝25A)。
同樣在該情況中，作為次級(jí)繞組的具有相同匝數(shù)的次級(jí)繞組N2A和N2B的每個(gè)的一端被連接到中心抽頭。但是，中心抽頭的輸出端被連接到平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端。次級(jí)繞組N2A的另一端經(jīng)由N溝道MOS-FET Q3的漏極和源極被連接到次級(jí)側(cè)的地(平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端側(cè))。類(lèi)似地，次級(jí)繞組N2B的另一端經(jīng)由N溝道MOS-FET Q4的漏極和源極被連接到次級(jí)側(cè)的地(平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端側(cè))。也就是說(shuō)，在這種情況中，MOS-FET Q3和Q4在負(fù)極側(cè)串聯(lián)地插入在各自的次級(jí)繞組N2A和N2B的經(jīng)整流電流路徑中。體二極管DD3和DD4分別被連接到MOS-FET Q3和Q4的漏極和源極。
通過(guò)在次級(jí)繞組N2B和MOS-FET Q4的漏極間的結(jié)點(diǎn)與MOS-FETQ3的柵極之間連接?xùn)艠O電阻Rg1，并且在MOS-FET Q3的柵極與次級(jí)側(cè)的地之間連接電阻R11，形成用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q3的驅(qū)動(dòng)電路。
類(lèi)似地，通過(guò)在次級(jí)繞組N2A和MOS-FET Q3的漏極間的結(jié)點(diǎn)與MOS-FET Q4的柵極之間連接?xùn)艠O電阻Rg2，并且在MOS-FET Q4的柵極與次級(jí)側(cè)的地之間連接電阻R12，形成用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q4的驅(qū)動(dòng)電路。
當(dāng)對(duì)MOS-FET的柵極施加導(dǎo)通電壓時(shí)，MOS-FET的漏極與源極之間的區(qū)域變?yōu)榈韧诩冸娮杵?，使得電流可雙向流動(dòng)。當(dāng)使MOS-FET擔(dān)當(dāng)次級(jí)側(cè)整流器件時(shí)，電流僅需要在對(duì)平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端充電的方向上流動(dòng)。如果電流在相反方向上流動(dòng)，則放電電流從平滑電容器Co流向絕緣變換器變壓器PIT側(cè)，使得功率不能高效地傳遞到負(fù)載側(cè)。并且，逆電流引起MOS-FET的發(fā)熱、噪聲等等，并在初級(jí)側(cè)引入開(kāi)關(guān)損耗。
上述驅(qū)動(dòng)電路是用于基于次級(jí)繞組的電壓檢測(cè)，對(duì)MOS-FET Q3和Q4進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)，使得電流僅在對(duì)平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端充電的方向上(即，從漏極到源極)流動(dòng)的電路。
圖27的波形圖示出了當(dāng)負(fù)載功率Po＝125W時(shí)，采用圖26所示的次級(jí)側(cè)配置(初級(jí)側(cè)配置與圖24中的相同)的電源電路的操作。如上所述，在該情況中，負(fù)載功率Po＝125W是相當(dāng)于最大負(fù)載的條件。
在該圖中，開(kāi)關(guān)器件Q2兩端的電壓V1和在次級(jí)繞組N2A和N2B兩端獲得的相應(yīng)的次級(jí)繞組電壓V2在時(shí)序上與圖24中的類(lèi)似。順帶提及，圖27中所示的次級(jí)繞組電壓V2具有從次級(jí)繞組N2A與柵極電阻Rg2之間的結(jié)點(diǎn)看去的極性。從次級(jí)繞組N2B與柵極電阻Rg1之間的結(jié)點(diǎn)看去，次級(jí)繞組電壓V2具有相反的極性。
在具有該圖中所示極性的次級(jí)繞組電壓V2被箝位在負(fù)極性的預(yù)定電平的時(shí)段到達(dá)的時(shí)刻，用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q4的驅(qū)動(dòng)電路進(jìn)行操作，以向MOS-FET Q4的柵極施加由柵極電阻Rg2和電阻R12設(shè)置的電平的導(dǎo)通電壓。
類(lèi)似地，在與該圖中所示的極性相反的次級(jí)繞組電壓(V2)被箝位在負(fù)極性的預(yù)定電平的時(shí)段到達(dá)達(dá)到的時(shí)刻，用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q3的驅(qū)動(dòng)電路(柵極電阻Rg1和電阻R11)進(jìn)行操作，以向MOS-FET Q3的柵極施加導(dǎo)通電壓。
這樣，正極性的經(jīng)整流電流I1和I2分別在如圖所示的時(shí)段DON1和DON2中流過(guò)MOS-FET Q3和Q4。經(jīng)整流電流I1和I2與圖24中的電路的情況(圖25的波形圖中的經(jīng)整流電流I1和I2)一樣，是35安培。但是，MOS-FET Q3和Q4具有低的導(dǎo)通電阻，因此，相比于由肖特基二極管形成的整流二極管Do1和Do2，經(jīng)整流電流的傳導(dǎo)損耗可以被大大降低。另外，從驅(qū)動(dòng)電路僅由電阻性元件形成的事實(shí)可以理解，該繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)具有這樣的優(yōu)點(diǎn)驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)配置簡(jiǎn)單。
但是，在對(duì)應(yīng)于圖27的大負(fù)載的情形中(負(fù)載功率Po＝125W)，這種電源電路中的次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流也處在不連續(xù)模式中。這通過(guò)圖27中的時(shí)段DON1和DON2之間的不連續(xù)性表示出來(lái)。
在不連續(xù)模式中，即使當(dāng)作為經(jīng)整流電流I1和I2的用于對(duì)平滑電容器Co充電的電流變?yōu)榱闼綍r(shí)，電流也在相同的方向中流過(guò)絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1。這表明在上述圖25的波形圖中，在除了時(shí)段DON1和DON2之外的時(shí)段中，流動(dòng)了極性與前一時(shí)刻相同的作為初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的由初級(jí)繞組N1的激勵(lì)電感產(chǎn)生的鋸齒波電流分量。因此，實(shí)際上，次級(jí)繞組N2A和N2B中所感應(yīng)的電壓的極性沒(méi)有被反轉(zhuǎn)，同時(shí)，MOS-FET Q3和Q4維持導(dǎo)通狀態(tài)，而沒(méi)有被完全關(guān)斷。因此，在除了如圖所示的時(shí)段DON1和DON2之外的時(shí)段中，在相反方向中流動(dòng)了作為經(jīng)整流電流I1和I2的電流。在除了時(shí)段DON1和DON2之外的時(shí)段中的相反方向中的經(jīng)整流電流I1和I2引起了無(wú)效功率。由于在這些時(shí)段中的經(jīng)整流電流I1和I2具有8安培的相對(duì)高的水平，因此該無(wú)效功率的量相應(yīng)地大。
因此，當(dāng)同步整流電路采用繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)，同時(shí)降低經(jīng)整流電流的傳導(dǎo)損耗時(shí)，由于出現(xiàn)上述無(wú)效功率，所以難以有效地提高總的電源變換效率。
圖28的波形圖示出了在小負(fù)載條件下采用圖26所示的次級(jí)側(cè)配置的電源電路的操作。
由于利用了如上所述的圖24所示的電源電路的配置，圖26所示的電源電路實(shí)際上通過(guò)控制開(kāi)關(guān)頻率來(lái)進(jìn)行恒壓控制。當(dāng)次級(jí)側(cè)直流輸出電壓在小負(fù)載條件下增加時(shí)，電源電路操作以增加開(kāi)關(guān)頻率，來(lái)降低次級(jí)側(cè)直流輸出電壓，從而，次級(jí)側(cè)直流輸出電壓被穩(wěn)定。
在這樣的小負(fù)載情形中，次級(jí)側(cè)繞組電壓V2在基本上與開(kāi)關(guān)器件Q2兩端的電壓V1相同的時(shí)刻被反相，如圖28所示。相應(yīng)地，次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流I1和I2流動(dòng)，使得連續(xù)地對(duì)平滑電容器Co充電，而在時(shí)段DON1和DON2之間沒(méi)有不連續(xù)的時(shí)段。也就是說(shuō)，獲得了連續(xù)模式。在這種情況中，沒(méi)有如圖27所示的在大負(fù)載操作中在相反方向上流動(dòng)經(jīng)整流電流I1和I2的時(shí)段，從而相應(yīng)地沒(méi)有產(chǎn)生無(wú)效功率。
因此，具有以使用繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路來(lái)代替次級(jí)側(cè)整流電流系統(tǒng)所得到的配置的電源電路仍然具有這樣的問(wèn)題在大負(fù)載時(shí)，電源變換效率降低。
作為用于解決出現(xiàn)由如圖27所示的在相反方向中的經(jīng)整流電流引起的無(wú)效功率的問(wèn)題的一種技術(shù)，已知一種使用經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路。該經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)是這樣一種技術(shù)其在用于對(duì)平滑電容器Co充電的經(jīng)整流電流變?yōu)榱闼街?，關(guān)斷MOS-FET。
圖29示出了使用這種經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電流的配置示例。順帶提及，為了簡(jiǎn)化描述，該圖示出了用于半波整流的配置。
在該經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)中，電流互感器TR被提供用于檢測(cè)流過(guò)次級(jí)繞組N2的電流。電流互感器的初級(jí)繞組Na被連接到次級(jí)繞組N2的端部和MOS-FET Q4的漏極。MOS-FET Q4的源極被連接到平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端。電流互感器的次級(jí)繞組Nb與電阻Ra并聯(lián)連接，并且與二極管Da和Db并聯(lián)連接，使得二極管Da和Db的正向電壓的方向彼此相反，從而形成并聯(lián)電路。此外，并聯(lián)電路與比較器20相連。參考電壓Vref被輸入到比較器20的反相輸入端。參考電壓Vref與比較器反相輸入端之間的結(jié)點(diǎn)被連接到在并聯(lián)電路中二極管Da的陽(yáng)極同二極管Db的陰極相連的一側(cè)的端部。比較器20的正相輸入端與在并聯(lián)電路中二極管Da的陰極同二極管Db的陽(yáng)極相連的一側(cè)的端部相連接。
在這種情況中，比較器20的輸出通過(guò)緩沖器21被放大，然后施加到MOS-FET Q4的柵極。
圖30示出了具有圖29所示配置的電路的操作。
當(dāng)次級(jí)繞組N2中所感應(yīng)的電壓變得高于平滑電容器Co兩端的電壓(Eo)時(shí)，經(jīng)整流電流Id首先開(kāi)始在從MOS-FET Q4的體二極管的陽(yáng)極到陰極的方向上流動(dòng)，使得對(duì)平滑電容器Co充電。由于經(jīng)整流電流Id流過(guò)電流互感器的初級(jí)繞組Na，所以在電流互感器的次級(jí)繞組Nb中感應(yīng)了與流過(guò)初級(jí)繞組Na的經(jīng)整流電流Id相對(duì)應(yīng)的電壓Vnb。比較器20將電壓Vnb與參考電壓Vref相比較。當(dāng)電壓Vnd超過(guò)參考電壓Vref時(shí)，比較器20輸出H電平。該H電平輸出從緩沖器21提供給MOS-FET Q4的柵極作為導(dǎo)通電壓，以導(dǎo)通MOS-FET Q4。這樣，經(jīng)整流電流Id從MOS-FET Q4的漏極流向源極。圖30示出了以正極性流動(dòng)的經(jīng)整流電流Id。
然后，由于經(jīng)整流電流Id隨著時(shí)間的流逝而降低，并且電壓Vnb相應(yīng)地變得低于參考電壓Vref，所以比較器20使輸出翻轉(zhuǎn)。翻轉(zhuǎn)后的輸出經(jīng)由緩沖器21被輸出，以對(duì)MOS-FET Q4的柵極電容放電，從而關(guān)斷MOS-FET Q4。順帶提及，在該時(shí)間點(diǎn)，剩余的經(jīng)整流電流Id在短時(shí)間內(nèi)經(jīng)由體二極管DD4流動(dòng)。
利用這樣的操作，MOS-FET Q4在經(jīng)整流電流Id變?yōu)榱闼街氨魂P(guān)斷。因此，沒(méi)有發(fā)生如圖27所示的在經(jīng)整流電流不連續(xù)時(shí)段期間在相反方向上通過(guò)MOS-FET的電流流動(dòng)，使得沒(méi)有產(chǎn)生無(wú)效功率，并且相應(yīng)地提高了電源變換效率。
例如，得到的測(cè)量結(jié)果表明，在與圖25、圖27等相同的條件下，當(dāng)圖24所示的電源電路的次級(jí)側(cè)的配置是同步整流電路時(shí)，DC到DC電源變換效率被提高到大約90％，其中該同步整流電路使用電路基于圖29所示配置的用于全波整流的經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)。
但是，從圖29可以理解，上述經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路需要對(duì)一個(gè)MOS-FET至少有一個(gè)電流互感器組件，并且需要用于通過(guò)電流互感器的輸出來(lái)驅(qū)動(dòng)MOS-FET的相對(duì)復(fù)雜的驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)。這使得電路配置變復(fù)雜，導(dǎo)致生產(chǎn)效率降低、成本增加、電路板尺寸增加等等缺點(diǎn)。
具體地說(shuō)，當(dāng)利用圖24所示的初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器作為基礎(chǔ)，在次級(jí)側(cè)配備經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路時(shí)，需要在次級(jí)側(cè)形成雙波整流電路。因此，對(duì)于MOS-FET Q3和Q4，需要上述的兩個(gè)電流互感器和兩個(gè)驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)，因此加重了上述問(wèn)題。
因此，繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)和經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)處于利弊權(quán)衡的關(guān)系中，其中，繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)由于無(wú)效功率所以在電源變換效率方面是有缺點(diǎn)的，但是它能夠使得電路配置簡(jiǎn)單，而經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)由于不產(chǎn)生無(wú)效功率所以在電源變換效率方面是有優(yōu)點(diǎn)的，但是它使得電路配置復(fù)雜。

發(fā)明內(nèi)容
因此，對(duì)于具有同步整流電路的電源電路，需要這樣的配置它盡可能簡(jiǎn)單，并且解決了無(wú)效功率所造成的損耗增加的問(wèn)題。
鑒于上述問(wèn)題，根據(jù)本發(fā)明的開(kāi)關(guān)電源電路如下組成。
開(kāi)關(guān)電源電路包括利用開(kāi)關(guān)器件形成的開(kāi)關(guān)單元，用于進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作，以中斷被輸入給開(kāi)關(guān)單元的直流輸入電壓；和驅(qū)動(dòng)單元，用于對(duì)開(kāi)關(guān)器件進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)。
開(kāi)關(guān)電源電路還包括絕緣變換器變壓器，用于將開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)輸出從初級(jí)側(cè)傳遞到次級(jí)側(cè)，絕緣變換器變壓器至少含有被纏繞在絕緣變換器變壓器中的初級(jí)繞組和次級(jí)繞組。
開(kāi)關(guān)電源電路還包括初級(jí)側(cè)諧振電容器，其連接到初級(jí)側(cè)的預(yù)定部分，以形成初級(jí)側(cè)諧振電路，用于至少利用絕緣變換器變壓器的初級(jí)繞組的漏電感分量和初級(jí)側(cè)諧振電容器的電容，將開(kāi)關(guān)單元的操作變換為諧振型操作；初級(jí)側(cè)部分電壓諧振電路，用于在形成開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)器件被關(guān)斷的時(shí)段期間，進(jìn)行部分電壓諧振操作，初級(jí)側(cè)部分電壓諧振電路由部分諧振電容器的電容和絕緣變換器變壓器的初級(jí)繞組的漏電感分量形成，其中部分諧振電容器與形成開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)器件中的至少一個(gè)并聯(lián)連接；和同步整流電路，用于通過(guò)對(duì)在絕緣變換器變壓器的次級(jí)繞組中所感應(yīng)的交流電壓進(jìn)行整流操作，并利用經(jīng)整流電流對(duì)次級(jí)側(cè)平滑電容器充電，提供作為次級(jí)側(cè)平滑電容器兩端電壓的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓。
同步整流電路包括第一場(chǎng)效應(yīng)晶體管，其插入在次級(jí)繞組的一個(gè)端部與次級(jí)側(cè)平滑電容器的負(fù)極接線(xiàn)端之間；和第二場(chǎng)效應(yīng)晶體管，其插入在次級(jí)繞組的另一個(gè)端部與次級(jí)側(cè)平滑電容器的負(fù)極接線(xiàn)端之間。
同步整流電路還包括第一驅(qū)動(dòng)電路，用于通過(guò)電阻性元件，檢測(cè)與第一場(chǎng)效應(yīng)晶體管使經(jīng)整流電流流動(dòng)的半波時(shí)段相對(duì)應(yīng)的次級(jí)繞組電壓，并輸出用于導(dǎo)通第一場(chǎng)效應(yīng)晶體管的柵極電壓；和第二驅(qū)動(dòng)電路，用于通過(guò)電阻性元件，檢測(cè)與第二場(chǎng)效應(yīng)晶體管使經(jīng)整流電流流動(dòng)的半波時(shí)段相對(duì)應(yīng)的次級(jí)繞組電壓，并輸出用于導(dǎo)通第二場(chǎng)效應(yīng)晶體管的柵極電壓。
此外，絕緣變換器變壓器的磁通密度被設(shè)置為預(yù)定值或者更低，使得作為整流操作的結(jié)果而流過(guò)同步整流電路的次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流處于連續(xù)模式中，而與連接到次級(jí)側(cè)直流輸出電壓上的負(fù)載條件的變化無(wú)關(guān)。具有上述配置的開(kāi)關(guān)電源電路采用作為初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器的復(fù)合諧振變換器的配置，其中部分電壓諧振電路結(jié)合了諧振變換器，并在次級(jí)側(cè)具有繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路。
此外，由于絕緣變換器變壓器的磁通密度被設(shè)置為預(yù)定值或者更低，使得次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流總是處于連續(xù)模式，而與負(fù)載變化無(wú)關(guān)。連續(xù)模式中的次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流防止了在次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流的不連續(xù)時(shí)段期間，由于在相反方向上流過(guò)場(chǎng)效應(yīng)晶體管的電流引起的無(wú)效功率，該無(wú)效功率是使用繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路中的一個(gè)問(wèn)題。


圖1是示出了根據(jù)本發(fā)明第一實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的配置示例的電路圖；圖2是示出了第一實(shí)施例中的絕緣變換器變壓器的結(jié)構(gòu)示例的示圖；圖3是示出了在大負(fù)載時(shí)圖1所示的電源電路的操作的波形圖；圖4是示出了在小負(fù)載時(shí)圖1所示的電源電路的操作的波形圖；圖5是示出了開(kāi)關(guān)頻率、初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流水平以及AC到DC電源變換效率相對(duì)于圖1所示電源電路的負(fù)載變化的特性的示圖；
圖6是圖示了可以在圖1所示電源電路的基礎(chǔ)上形成的電源電路的配置的電路圖；圖7A是示出了圖6所示的電源電路中的絕緣變換器變壓器結(jié)構(gòu)示例的示圖；圖7B是示出了圖6所示的電源電路中的絕緣變換器變壓器結(jié)構(gòu)示例的示圖；圖8是示出了在大負(fù)載時(shí)圖6所示的電源電路的操作的波形圖；圖9是示出了在小負(fù)載時(shí)圖6所示的電源電路的操作的波形圖；圖10是圖示了可以在圖1所示電源電路的基礎(chǔ)上形成的電源電路的另一種配置的電路圖；圖11是示出了用作根據(jù)本發(fā)明第二和第三實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路中的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組線(xiàn)材的絞合線(xiàn)(litz wire)的結(jié)構(gòu)示例的示圖；圖12是在解釋根據(jù)第二實(shí)施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組的結(jié)構(gòu)示例時(shí)的輔助示圖；圖13是在解釋根據(jù)第一實(shí)施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組的結(jié)構(gòu)示例時(shí)的輔助示圖；圖14是在解釋根據(jù)第一實(shí)施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組的纏繞狀態(tài)時(shí)的輔助示圖；圖15是示出了作為根據(jù)本發(fā)明第二、第三和第四實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的一種配置，在圖6的配置基礎(chǔ)上的次級(jí)側(cè)配置的電路圖；圖16是示出了作為根據(jù)本發(fā)明第二、第三和第四實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的一種配置，在圖10的配置基礎(chǔ)上的次級(jí)側(cè)配置的電路圖；圖17是在解釋根據(jù)第三實(shí)施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組的結(jié)構(gòu)示例時(shí)的輔助示圖；圖18是在解釋根據(jù)第三實(shí)施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組的結(jié)構(gòu)示例時(shí)的輔助示圖；圖19是在解釋根據(jù)第三實(shí)施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組的纏繞狀態(tài)時(shí)的輔助示圖；
圖20是示出了用于根據(jù)本發(fā)明第四實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路中的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組線(xiàn)材的膜狀導(dǎo)體的結(jié)構(gòu)示例的示圖；圖21是在解釋根據(jù)第四實(shí)施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組的結(jié)構(gòu)示例時(shí)的輔助示圖；圖22是在解釋根據(jù)第四實(shí)施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組的結(jié)構(gòu)示例時(shí)的輔助示圖；圖23是在解釋根據(jù)第四實(shí)施例的電源電路中所配備的絕緣變換器變壓器次級(jí)繞組的纏繞狀態(tài)時(shí)的輔助示圖；圖24是示出了傳統(tǒng)電源電路配置的電路圖；圖25是示出了在大負(fù)載時(shí)圖24所示的電源電路的操作的波形圖；圖26是示出了當(dāng)圖24所示的電源電路具有繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路時(shí)的次級(jí)側(cè)配置的電路圖；圖27是示出了當(dāng)采用圖26所示的次級(jí)側(cè)配置時(shí)在大負(fù)載時(shí)的操作的波形圖；圖28是示出了當(dāng)采用圖26所示的次級(jí)側(cè)配置時(shí)在小負(fù)載時(shí)的操作的波形圖；圖29是示出了使用經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路的基本配置示例的電路圖；以及圖30是示出了圖29所示的同步整流電路的操作的波形圖。
具體實(shí)施例方式
圖1示出了作為用于實(shí)施本發(fā)明的最佳方式(以后稱(chēng)為實(shí)施例)的第一實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的配置示例。
該圖中所示的電源電路具有通過(guò)將外部激勵(lì)型和半橋耦合型的電流諧振變換器與部分電壓諧振電路相結(jié)合而形成的基本配置。
在該圖所示的電源電路中，通過(guò)作為整流電路部分Di的橋式整流電路和一個(gè)平滑電容器Ci形成的全波整流和平滑電路被連接到商用交流電源AC。全波整流和平滑電路被商用交流電源AC供電，并對(duì)該商用交流電源AC進(jìn)行全波整流操作，從而在平滑電容器Ci兩端獲得經(jīng)整流和平滑的電壓Ei(直流輸入電壓)。在該情況中，經(jīng)整流和平滑的電壓Ei具有與交流輸入電壓VAC相等的電平。
被提供了直流輸入電壓并對(duì)直流輸入電壓進(jìn)行開(kāi)關(guān)(中斷)操作的電流諧振變換器具有開(kāi)關(guān)電路，該開(kāi)關(guān)電路通過(guò)將兩個(gè)MOS-FET開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2以半橋耦合方式彼此連接而形成，如圖所示。阻尼二極管DD1和DD2分別在開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2的漏極與源極之間與開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2并聯(lián)連接。阻尼二極管DD1的陽(yáng)極和陰極分別被連接到開(kāi)關(guān)器件Q1的源極和漏極。類(lèi)似地，阻尼二極管DD2的陽(yáng)極和陰極分別被連接到開(kāi)關(guān)器件Q2的源極和漏極。阻尼二極管DD1和DD2分別是開(kāi)關(guān)器件Q1-和Q2所具有的體二極管。
部分諧振電容器Cp在開(kāi)關(guān)器件Q2的漏極與源極之間與開(kāi)關(guān)器件Q2并聯(lián)連接。部分諧振電容器Cp的電容和初級(jí)繞組N1的漏電感L1形成并聯(lián)諧振電路(部分電壓諧振電路)。于是，獲得了部分電壓諧振操作，其中僅當(dāng)開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2關(guān)斷時(shí)才發(fā)生電壓諧振。
該電源電路配備有振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2，用于對(duì)開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2具有振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路。例如，通用IC可以被用作振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2中的振蕩電路和驅(qū)動(dòng)電路向開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2的柵極施加所需頻率的驅(qū)動(dòng)信號(hào)(柵極電壓)。從而，開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，使得以所需的開(kāi)關(guān)頻率交替地導(dǎo)通/關(guān)斷。
絕緣變換器變壓器PIT被提供用于將開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出傳遞到次級(jí)側(cè)。
經(jīng)由初級(jí)側(cè)的并聯(lián)諧振電容器C1的串聯(lián)連接，絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1的一個(gè)端部被連接到開(kāi)關(guān)器件Q1的源極與開(kāi)關(guān)器件Q2的漏極之間的結(jié)點(diǎn)(開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn))，由此傳遞開(kāi)關(guān)輸出。
初級(jí)繞組N1的另一端部被連接到初級(jí)側(cè)的地。
通過(guò)后面所描述的結(jié)構(gòu)，在絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1處，絕緣變換器變壓器PIT產(chǎn)生所需的漏電感L1。串聯(lián)諧振電容器C1的電容和漏電感L1形成初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路，用于將初級(jí)側(cè)的開(kāi)關(guān)變換器的操作變換為電流諧振型操作。
根據(jù)上述描述，該圖中所示的初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器通過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(L1-C1)獲得了電流諧振型操作，通過(guò)上述部分電壓諧振電路(Cp//L1)獲得了部分電壓諧振操作。
也就是說(shuō)，該圖中所示的電源電路具有復(fù)合諧振變換器結(jié)構(gòu)，其中用于使初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器成為諧振變換器的諧振電路結(jié)合了另一個(gè)諧振電路。
在絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組中感應(yīng)了與被傳遞到初級(jí)繞組N1的開(kāi)關(guān)輸出成正比的交流電壓。作為該情況中的次級(jí)繞組，提供了通過(guò)提供中心抽頭而被分開(kāi)的兩個(gè)次級(jí)繞組N2A和N2B。在該情況中，次級(jí)繞組N2A和N2B具有相同的預(yù)定匝數(shù)。次級(jí)繞組N2A和N2B配備有具有作為整流器件的N溝道MOS-FET Q3和Q4的同步整流電路。MOS-FET Q3和Q4例如具有為其選擇的低耐受電壓溝道結(jié)構(gòu)，以獲得低的導(dǎo)通電阻。
與每個(gè)次級(jí)繞組N2A和N2B的一個(gè)端部相連的中心抽頭的輸出端被連接到平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端。次級(jí)繞組N2A的另一端部經(jīng)由MOS-FET Q3的漏極和源極被連接到次級(jí)側(cè)的地(平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端側(cè))。類(lèi)似地，次級(jí)繞組N2B的另一端部經(jīng)由MOS-FET Q4的漏極和源極被連接到次級(jí)側(cè)的地(平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端側(cè))。
在這種形式的連接中，MOS-FET Q3被插入在整個(gè)次級(jí)繞組N2的一個(gè)端部(形成次級(jí)繞組N2A的一側(cè))與平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端之間，MOS-FET Q4被插入在次級(jí)繞組N2的另一個(gè)端部(形成次級(jí)繞組N2B的一側(cè))與平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端之間。
這樣，與各自的包括次級(jí)繞組N2A和N2B的經(jīng)整流電流路徑串聯(lián)地插入了MOS-FET Q3和Q4。
體二極管DD3和DD4分別被連接到MOS-FET Q3和Q4的漏極和源極。
通過(guò)在次級(jí)繞組N2B和MOS-FET Q4的漏極間的結(jié)點(diǎn)與MOS-FETQ3的柵極之間連接?xùn)艠O電阻Rg1，并且在MOS-FET Q3的柵極與次級(jí)側(cè)的地之間連接電阻R11，形成用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q3的驅(qū)動(dòng)電路。
類(lèi)似地，通過(guò)在次級(jí)繞組N2A和MOS-FET Q3的漏極間的結(jié)點(diǎn)與MOS-FET Q4的柵極之間連接?xùn)艠O電阻Rg2，并且在MOS-FET Q4的柵極與次級(jí)側(cè)的地之間連接電阻R12，形成用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q4的驅(qū)動(dòng)電路。
當(dāng)對(duì)MOS-FET的柵極施加導(dǎo)通電壓時(shí)，MOS-FET的漏極與源極之間的區(qū)域變?yōu)榈韧诩冸娮杵?，使得電流可雙向流動(dòng)。當(dāng)使MOS-FET擔(dān)當(dāng)次級(jí)側(cè)整流器件時(shí)，電流僅需要在對(duì)平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端充電的方向上流動(dòng)。如果電流在相反方向上流動(dòng)，則放電電流從平滑電容器Co流向絕緣變換器變壓器PIT側(cè)，使得功率不能高效地傳遞到負(fù)載側(cè)。并且，逆電流引起MOS-FET的發(fā)熱、噪聲等等，并在初級(jí)側(cè)引入開(kāi)關(guān)損耗。
上述驅(qū)動(dòng)電路是這樣的電路其用于基于次級(jí)繞組的電壓檢測(cè)，對(duì)MOS-FET Q3和Q4進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)，使得電流僅在對(duì)平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端充電的方向上(即，從漏極到源極)流動(dòng)。也就是說(shuō)，該情況中的同步整流電路采用這樣的電路結(jié)構(gòu)其中通過(guò)繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)，與經(jīng)整流電流同步地進(jìn)行MOS-FET Q3和Q4的導(dǎo)通/關(guān)斷驅(qū)動(dòng)。
通過(guò)具有上述電路配置的同步整流電路，獲得利用通過(guò)雙波整流所得到的經(jīng)整流電流對(duì)平滑電容器Co充電的操作。從而，獲得了作為平滑電容器Co兩端電壓的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo被提供給未在圖中示出的負(fù)載側(cè)，并且從分支點(diǎn)輸入給下面將描述的控制電路1作為檢測(cè)電壓。
控制電路1向振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2提供與次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平變化相對(duì)應(yīng)的檢測(cè)輸出。振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2驅(qū)動(dòng)開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2，使得根據(jù)控制電路1所提供的檢測(cè)輸出，改變開(kāi)關(guān)頻率。改變開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)頻率會(huì)使得從絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1傳遞到次級(jí)繞組N2A和N2B側(cè)的功率變化，從而穩(wěn)定次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的電平。
例如，響應(yīng)于朝向大負(fù)載的趨勢(shì)和次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的降低，開(kāi)關(guān)頻率受控增大，從而提高次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。另一方面，響應(yīng)于朝向小負(fù)載的趨勢(shì)和次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo的增加，開(kāi)關(guān)頻率受控降低，從而降低次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。
第一實(shí)施例滿(mǎn)足在該圖中所示的電源電路的電路配置下的低電壓和高電流的負(fù)載條件。該情況中的低電壓和高電流條件是這樣的條件次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo＝5V，并且作為初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器開(kāi)關(guān)電流的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io＝25A。
假設(shè)這樣的條件如下選擇和形成圖1中所示的電源電路的必要部分。
首先，絕緣變換器變壓器PIT采用圖2中所示的結(jié)構(gòu)。
如該圖所示，絕緣變換器變壓器PIT具有如下形成的E-E形磁芯通過(guò)將由鐵氧體(ferrite)材料制成的E形磁芯CR1和CR2彼此組合使得磁芯CR1的磁芯柱與磁芯CR2的磁芯柱相對(duì)。
絕緣變換器變壓器PIT還具有由樹(shù)脂形成的線(xiàn)軸(bobbin)B，線(xiàn)軸B例如具有初級(jí)側(cè)繞組部分和次級(jí)側(cè)繞組部分被分開(kāi)使得彼此獨(dú)立的形式。初級(jí)繞組N1圍繞線(xiàn)軸B的一個(gè)纏繞部分纏繞。次級(jí)繞組(N2A和N2B)圍繞線(xiàn)軸B的另一個(gè)纏繞部分纏繞。如此被纏繞了初級(jí)側(cè)繞組和次級(jí)側(cè)繞組的線(xiàn)軸B被裝到E-E形磁芯(CR1和CR2)上。從而，初級(jí)側(cè)繞組和次級(jí)側(cè)繞組在不同的纏繞區(qū)中圍繞E-E形磁芯的中心磁芯柱纏繞。如此獲得絕緣變換器變壓器PIT的整體結(jié)構(gòu)。該情況中的E-E形磁芯的大小例如是EER-35。
如圖所示，在E-E形磁芯的中心磁芯柱中形成例如具有大約1.5mm隙寬的間隙G。耦合系數(shù)k例如是k＝0.8或更小，以提供弱耦合狀態(tài)。也就是說(shuō)，該耦合狀態(tài)比作為傳統(tǒng)示例的圖24中所示的電源電路的絕緣變換器變壓器PIT還弱。順帶提及，可以通過(guò)使得E形磁芯CR1和CR2的中心磁芯柱短于E形磁芯CR1和CR2的兩個(gè)外磁芯柱來(lái)形成間隙G。
另外，初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2A和N2B的繞數(shù)(匝數(shù))被設(shè)置使得次級(jí)側(cè)繞組的每T(匝)感應(yīng)的電壓電平比圖24中所示的電源電路小。例如通過(guò)設(shè)置初級(jí)繞組N1＝60T并且次級(jí)繞組N2A＝N2B＝6T，次級(jí)側(cè)繞組的每T(匝)感應(yīng)的電壓電平是2V/T或者更低。
利用這樣的絕緣變換器變壓器PIT以及如此設(shè)置的初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組(N2A和N2B)的繞數(shù)，降低了絕緣變換器變壓器PIT的磁芯處的磁通密度，從而相比于圖24所示的電源電路，增加了絕緣變換器變壓器PIT處的漏電感。
此外，對(duì)于初級(jí)側(cè)串連諧振電容器C1，選擇0.033μF。此外，對(duì)于形成次級(jí)側(cè)同步整流電路的MOS-FET Q3和Q4，選擇30A/20V，并且MOS-FET Q3和Q4和導(dǎo)通電阻是5mΩ。
圖3和圖4示出了圖1所示的如此形成的電源電路的操作中的波形。圖3示出了當(dāng)交流輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝125W時(shí)的操作。圖4示出了當(dāng)交流輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝25W時(shí)的操作。在圖1所示的電源電路所處理的負(fù)載功率的范圍內(nèi)，負(fù)載功率Po＝125W代表大負(fù)載條件，負(fù)載功率Po＝25W代表小負(fù)載條件。
圖3的波形圖中的開(kāi)關(guān)器件Q2兩端的電壓V1對(duì)應(yīng)于開(kāi)關(guān)器件Q2的導(dǎo)通/關(guān)斷狀態(tài)。具體地說(shuō)，電壓V1是矩形波，在開(kāi)關(guān)器件Q2導(dǎo)通的時(shí)段T2期間電平為零，在開(kāi)關(guān)器件Q2關(guān)斷的時(shí)段T1期間被箝位在預(yù)定電平。流過(guò)開(kāi)關(guān)器件Q2//阻尼二極管DD2的開(kāi)關(guān)電流IDS2具有這樣的波形在時(shí)段T2期間，開(kāi)關(guān)電流IDS2流過(guò)阻尼二極管DD2，并因而在導(dǎo)通時(shí)刻是負(fù)極性，然后被反相，以正極性流過(guò)開(kāi)關(guān)器件Q2的漏極和源極，并且在關(guān)斷的時(shí)段T1期間，開(kāi)關(guān)電流IDS2處于零水平。
開(kāi)關(guān)器件Q1執(zhí)行開(kāi)關(guān)操作，使得與開(kāi)關(guān)器件Q2交替地導(dǎo)通/關(guān)斷。因此，流過(guò)開(kāi)關(guān)器件Q1//阻尼二極管DD1的開(kāi)關(guān)電流IDS1具有相對(duì)于開(kāi)關(guān)電流IDS2相移180°的波形。并且，雖然未在圖中示出，開(kāi)關(guān)器件Q1兩端的電壓具有相對(duì)于開(kāi)關(guān)器件Q2兩端的電壓V1相移180°的波形。
流過(guò)在開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2的開(kāi)關(guān)輸出點(diǎn)與初級(jí)側(cè)的地之間連接的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-L1)的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io是開(kāi)關(guān)電流IDS1和開(kāi)關(guān)電流IDS2的合成。因此，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io具有如圖所示的正弦波形。該波形與圖24中所示的傳統(tǒng)電源電路的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的波形(見(jiàn)圖25)之間的比較表明，本實(shí)施例的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io幾乎不含有由初級(jí)繞組N1的激勵(lì)電感產(chǎn)生的鋸齒波分量。這是因?yàn)橛山^緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)所得到的弱耦合狀態(tài)增大了初級(jí)繞組N1的漏電感L1，相應(yīng)地，初級(jí)繞組N1的激勵(lì)電感被相對(duì)降低。
在獲得了這樣的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的波形的情況下，次級(jí)繞組N2A和N2B的電壓V2具有這樣的波形響應(yīng)于初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io正極性/負(fù)極性的反轉(zhuǎn)，電壓V2被類(lèi)似地反相，并且被箝位在與次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo相對(duì)應(yīng)的絕對(duì)值電平。
從與圖25中所示的電壓V2的比較中可以理解，圖3中所示的電壓V2具有向正極性/負(fù)極性反轉(zhuǎn)的波形，而沒(méi)有插入零電平間隔。
在采用電壓檢測(cè)系統(tǒng)的次級(jí)側(cè)同步整流電路中，分別含有電阻Rg1和R11以及電阻Rg2和R12的驅(qū)動(dòng)電路檢測(cè)電壓V2，然后分別向MOS-FETQ3和Q4輸出處于導(dǎo)通電平的柵極電壓。從而，在MOS-FET Q3和Q4的柵極和源極之間產(chǎn)生的柵極-源極電壓VGS3和VGS4具有分別與電壓V2的正極性和負(fù)極性的脈沖時(shí)段相對(duì)應(yīng)的導(dǎo)通電壓電平。
在柵極-源極電壓VGS3升高到正極性的DON1時(shí)段期間，MOS-FETQ3被導(dǎo)通以利用經(jīng)整流電流I1對(duì)平滑電容器Co充電。類(lèi)似地，在柵極-源極電壓VGS4升高到正極性的DON2時(shí)段期間，MOS-FET Q4被導(dǎo)通以利用經(jīng)整流電流I2對(duì)平滑電容器Co充電。
這表明了獲得了作為整流操作的雙波整流操作，其中在次級(jí)繞組電壓V2為正或負(fù)的每個(gè)時(shí)段期間，平滑電容器Co都被充電。
如上所述，次級(jí)繞組電壓V2被反相為正極性/負(fù)極性，而沒(méi)有插入零電平間隔。相應(yīng)地，柵極-源極電壓VGS3和VGS4為作為導(dǎo)通電壓的正極性的時(shí)段彼此連續(xù)，從而經(jīng)整流電流I1和I2流動(dòng)為用于對(duì)平滑電容器Co充電的連續(xù)充電電流。
也就是說(shuō)，即使當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率被控制以在大負(fù)載時(shí)被降低，本實(shí)施例也獲得了次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流的連續(xù)模式。順帶提及，例如，該情況中的經(jīng)整流電流I1和I2是30安培，比圖25中所示的傳統(tǒng)經(jīng)整流電流小。這是因?yàn)橄啾扔趥鹘y(tǒng)情況，例如對(duì)應(yīng)于相同的開(kāi)關(guān)頻率，經(jīng)整流電流的傳導(dǎo)時(shí)段被延長(zhǎng)了。
至此，從說(shuō)明中可以理解，因?yàn)橥ㄟ^(guò)設(shè)置隙寬以提供弱耦合狀態(tài)，絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)被降低到大約0.8，并且初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2A和N2B的繞數(shù)(匝數(shù))被設(shè)置使得次級(jí)繞組的每匝感應(yīng)的電壓電平被降低到例如大約2V/T，從而在絕緣變換器變壓器PIT的磁芯處的磁通密度被降低到所需值或者更低，所以即使在大負(fù)載條件下也獲得了連續(xù)模式。
如傳統(tǒng)示例中所描述的，由于同步整流電路使用具有低導(dǎo)通電阻和低耐受電壓的MOS-FET作為整流器件，因此相比于使用二極管器件作為整流器件的情況，該同步整流電路可以降低傳導(dǎo)損耗。
但是，當(dāng)次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流在同步整流電路采用繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)的情況中以不連續(xù)模式流動(dòng)時(shí)，即使在用于對(duì)平滑電容器Co充電的充電電流的零水平時(shí)，MOS-FET也維持導(dǎo)通狀態(tài)，并且電流在相反方向中流動(dòng)，引起無(wú)效功率。
當(dāng)要消除該無(wú)效功率時(shí)，采用使用經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路。但是，經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)要求含有電流互感器和比較器等的驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)，因此產(chǎn)生了復(fù)雜的大規(guī)模電路配置。
另一方面，在本實(shí)施例中，由于即使在大負(fù)載的時(shí)候，次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流也處在連續(xù)模式中，因此使用電壓檢測(cè)系統(tǒng)的該同步整流電路沒(méi)有引起在上述電流不連續(xù)時(shí)段期間的無(wú)效功率。
因此，本實(shí)施例對(duì)同步整流電路使用電壓檢測(cè)系統(tǒng)，以通過(guò)簡(jiǎn)單的電路配置來(lái)抑制電路規(guī)模的增加，并進(jìn)一步避免了成本增加。此外，本實(shí)施例解決了由于在電流不連續(xù)的時(shí)段期間的無(wú)效功率所引起的電壓變換效率降低的問(wèn)題。
圖4示出了在低負(fù)載(Po＝25W)時(shí)與圖3相同的部分的操作。
至此，從說(shuō)明中可以理解，圖1所示的電源電路通過(guò)控制開(kāi)關(guān)頻率來(lái)執(zhí)行恒壓控制，以便穩(wěn)定次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。當(dāng)次級(jí)側(cè)直流輸出電壓在小負(fù)載條件下增大時(shí)，執(zhí)行恒壓控制以增加開(kāi)關(guān)頻率，從而降低次級(jí)側(cè)直流輸出電壓，由此穩(wěn)定次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo。
在這樣的小負(fù)載情形中，次級(jí)側(cè)繞組電壓V2基本上在與圖中所示的開(kāi)關(guān)器件Q2兩端的電壓V1相同的時(shí)刻反相。因此，次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流I1和I2流動(dòng)使得連續(xù)地對(duì)平滑電容器Co充電，而在時(shí)段DON1和DON2之間沒(méi)有不連續(xù)的時(shí)段。也就是說(shuō)，獲得了連續(xù)模式。
圖5示出了AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)、初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流水平Io和開(kāi)關(guān)頻率fs相對(duì)于負(fù)載功率變化的特性，作為具有至此所描述的配置的圖1所示的電源電路與作為傳統(tǒng)示例的圖24的電源電路之間的對(duì)比。圖1的電源電路的特性由實(shí)線(xiàn)表示，圖24的電源電路的特性由虛線(xiàn)表示。
首先，根據(jù)圖5，在圖1和圖24的兩個(gè)電路中，開(kāi)關(guān)頻率都被改變以使得隨著負(fù)載功率的增加而減小，表明兩個(gè)電路都通過(guò)控制開(kāi)關(guān)頻率進(jìn)行穩(wěn)定操作。
在負(fù)載功率Po＝0W到125W的范圍上，圖1所示電路的AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)比圖24所示的電源電路高。在圖24所示的電路中，在負(fù)載功率Po＝125W時(shí)，ηAC→DC＝85.3％，并且在Po＝25W時(shí)，ηAC→DC＝77.5％，而在圖1所示的電路中，在負(fù)載功率Po＝125 W時(shí)，ηAC→DC＝89.5％，并且在Po＝25 W時(shí)，ηAC→DC＝90.5％。也就是說(shuō)，AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)在負(fù)載功率Po＝125W時(shí)提高了4.2個(gè)百分點(diǎn)，在Po＝25W時(shí)提高了13個(gè)百分點(diǎn)。相應(yīng)的交流輸入功率在負(fù)載功率Po＝125W時(shí)降低6.9W，在Po＝25W時(shí)降低了4.7W。
在負(fù)載功率Po＝0W到125W的范圍上，圖1中所示電路的如圖5所示的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的水平比圖24所示的電路低，這一事實(shí)也表明了電源變換效率中的這種改進(jìn)。
圖5所示的電源變換效率的特性等同于結(jié)合圖24所示的初級(jí)側(cè)配置，在次級(jí)側(cè)采用使用經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路的情況。但是，如上所述，圖1所示的電源電路對(duì)同步整流電路的配置采用繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)，因此，圖1所示的電源電路的電路配置更簡(jiǎn)單。
接著，圖6示出了在圖1所示電源電路配置的基礎(chǔ)上，滿(mǎn)足甚至更大負(fù)載的配置的示例。
順帶提及，在圖6中，已經(jīng)參考圖1描述過(guò)的部分由相同的參考標(biāo)號(hào)表示，將省略對(duì)其的描述。
首先，在該圖所示的電源電路中，通過(guò)濾波電容器CL、CL和用于商用交流電源AC的共模扼流圈CMC形成噪聲濾波器。
在該情況中，在噪聲濾波器后級(jí)中提供了倍壓整流電路，該倍壓整流電路由兩個(gè)平滑電容器Ci1和Ci2以及整流電路單元Di形成，其中整流電路單元Di含有整流二極管DA和整流二極管DB。倍壓整流電路生成經(jīng)整流和平滑的電壓Ei(直流輸入電壓)作為平滑電容器Ci1和Ci2兩端的電壓，其電平等于交流輸入電壓VAC的兩倍。
如上所述，該圖中所示的電源電路滿(mǎn)足比圖1所示電路更大的負(fù)載的條件。
在更大負(fù)載條件或者要求相對(duì)高的負(fù)載電流的條件下，流過(guò)在初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器側(cè)的電路的電流水平也增大了。這增大了開(kāi)關(guān)損耗等，并且因此降低了電源變換效率。
因此，圖6的電路采用倍壓整流電路作為用于產(chǎn)生直流輸入電壓的整流電路系統(tǒng)。從而，可以將流過(guò)初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器的電流水平降低到如下情況的大約1/2由如圖1所示的全波整流提供其電平與交流輸入電壓VAC相等的經(jīng)整流和平滑的電壓Ei。也就是說(shuō)，從而降低了由初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器所產(chǎn)生的開(kāi)關(guān)損耗。
并且在該情況中，被提供了直流輸入電壓并對(duì)直流輸入電壓進(jìn)行開(kāi)關(guān)(中斷)操作的電流諧振變換器具有開(kāi)關(guān)電路，該開(kāi)關(guān)電路通過(guò)將兩個(gè)MOS-FET開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2以半橋耦合方式彼此連接而形成。
并且在該情況中，部分諧振電容器Cp在開(kāi)關(guān)器件Q2的漏極與源極之間與開(kāi)關(guān)器件Q2并聯(lián)連接。電源電路還配備有振蕩和驅(qū)動(dòng)電路2，用于對(duì)開(kāi)關(guān)器件Q1和Q2進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)。
并且在該情況中，初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電容器C1與絕緣變換器變壓器PIT的初級(jí)繞組N1串聯(lián)連接。這樣采用了復(fù)合諧振變換器的配置。
在該情況中，如圖所示地纏繞三個(gè)繞組，即次級(jí)繞組N2A、次級(jí)繞組N2B和次級(jí)繞組N2C，作為絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組。
通過(guò)提供中心抽頭，次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C中的每個(gè)被分為兩個(gè)繞組部分，如圖所示。在該情況中，包含次級(jí)繞組N2A的纏繞開(kāi)端的端部的繞組部分是繞組部分N2A1，包含次級(jí)繞組N2A的纏繞末端的端部的繞組部分是繞組部分N2A2。包含次級(jí)繞組N2B的纏繞開(kāi)端的端部的繞組部分是繞組部分N2B1，包含次級(jí)繞組N2B的纏繞末端的端部的繞組部分是繞組部分N2B2。包含次級(jí)繞組N2C的纏繞開(kāi)端的端部的繞組部分是繞組部分N2C1，包含次級(jí)繞組N2C的纏繞末端的端部的繞組部分是繞組部分N2C2。
次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C中的繞組部分N2A1、N2A2、N2B1、N2B2、N2C1和N2C2的每個(gè)具有相同的預(yù)定匝數(shù)。
對(duì)次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C提供了由MOS-FET Q3和Q4形成的同步整流電路。
在該情況中，每個(gè)次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的中心抽頭輸出端被連接到平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端。
在該情況中，每個(gè)次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的纏繞末端的端部經(jīng)由電感器Ld1以及MOS-FET Q3的漏極和源極被連接到次級(jí)側(cè)的地(平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端側(cè))。
在該情況中，每個(gè)次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的纏繞開(kāi)端的端部經(jīng)由電感器Ld2以及MOS-FET Q4的漏極和源極被連接到次級(jí)側(cè)的地(平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端側(cè))。
在這種形式的連接中，MOS-FET Q3和MOS-FET Q4分別被插入在每個(gè)次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的一個(gè)端部與平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端之間，和每個(gè)次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的另一個(gè)端部與平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端之間。
MOS-FET Q4串聯(lián)插入在含有次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的繞組部分N2A1、N2B1和N2C1的經(jīng)整流電流路徑中。MOS-FET Q3串聯(lián)插入在含有次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的繞組部分N2A2、N2B2和N2C2的經(jīng)整流電流路徑中。
在該情況中，在含有繞組部分N2A1、N2B1和N2C1的經(jīng)整流電流路徑中，電感器Ld2串聯(lián)插入在次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的每個(gè)纏繞開(kāi)端端部與MOS-FET Q4的漏極之間。類(lèi)似地，在含有繞組部分N2A2、N2B2和N2C2的經(jīng)整流電流路徑中，電感器Ld1串聯(lián)插入在次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的每個(gè)纏繞末端端部與MOS-FET Q3的漏極之間。
通過(guò)在次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的每個(gè)纏繞開(kāi)端端部與MOS-FETQ3的柵極之間連接?xùn)艠O電阻Rg1，形成用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q3的驅(qū)動(dòng)電路。類(lèi)似地，通過(guò)在次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的每個(gè)纏繞末端端部與MOS-FET Q4的柵極之間連接?xùn)艠O電阻Rg2，形成用于驅(qū)動(dòng)MOS-FET Q4的驅(qū)動(dòng)電路。
這樣，在繞組部分N2A1、繞組部分N2B1和繞組部分N2C1的每個(gè)中所感應(yīng)的交流電壓通過(guò)柵極電阻Rg1被檢測(cè)，并被允許傳導(dǎo)到MOS-FETQ3。并且，在繞組部分N2A2、繞組部分N2B2和繞組部分N2C2的每個(gè)中所感應(yīng)的交流電壓通過(guò)柵極電阻Rg1被檢測(cè)，并被允許傳導(dǎo)到MOS-FET Q4。
因此，同樣在該情況中，驅(qū)動(dòng)電路對(duì)MOS-FET Q3和Q4進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)，使得只流動(dòng)在對(duì)平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端充電的方向上的電流。
和圖1中的情況一樣，通過(guò)具有上述配置的次級(jí)側(cè)同步整流電路，獲得了利用通過(guò)雙波整流得到的經(jīng)整流電流對(duì)平滑電容器Co充電的操作。
順帶提及，在該情況中，在圖中所示的方向中，分別與形成用于MOS-FET Q3和Q4的驅(qū)動(dòng)電路系統(tǒng)的柵極電阻Rg1和Rg2并聯(lián)地連接了肖特基二極管Dg1和肖特基二極管Dg2。如下所述，這些肖特基二極管Dg1和Dg2形成了一個(gè)路徑，用于在MOS-FET Q3和Q4關(guān)斷時(shí)對(duì)MOS-FET Q3和Q4的柵極輸入電容的累積電荷放電。
此外，在該情況中，齊納二極管Dz1和齊納二極管Dz2插入在MOS-FET Q3的柵極與源極之間，如圖所示。類(lèi)似地，齊納二極管Dz3和齊納二極管Dz4插入在MOS-FET Q4的柵極與源極之間。這些齊納二極管形成了用于MOS-FET Q3和Q4的過(guò)壓保護(hù)電路。
與MOS-FET Q3和Q4的耐受電壓電平相對(duì)應(yīng)的電勢(shì)被選擇作為這種齊納二極管Dz的齊納電勢(shì)(擊穿電勢(shì))。因此，響應(yīng)于MOS-FET Q3和Q4的柵極-源極電勢(shì)增大到高于耐受電壓電平，齊納二極管Dz導(dǎo)電以保護(hù)MOS-FET Q3和Q4。
例如，在該情況中，選擇齊納電勢(shì)＝±20 V的齊納二極管作為齊納二極管Dz。此外，例如，齊納二極管Dz1和Dz2以及齊納二極管Dz3和Dz4被提供使得分別與MOS-FET Q3和Q4包含在一起。
如上所述，圖6所示的電源電路具有電感器Ld1，其中電感器Ld1插入在次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的每個(gè)纏繞末端端部與MOS-FET Q3的漏極之間。類(lèi)似地，圖6所示的電源電路具有電感器Ld2，其中電感器Ld1插入在次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的每個(gè)纏繞開(kāi)端端部與MOS-FETQ4的漏極之間。
圖6中的這些電感器Ld1和Ld2具有相對(duì)低的電感，例如將其設(shè)置為1.0μH或者更低。
順帶提及，為了獲得低的電感，考慮使用磁珠(bead core)作為電感器Ld1和Ld2，所述磁珠例如通過(guò)將鐵氧體材料的磁性材料和非晶體磁性材料等形成為管狀來(lái)獲得。例如，當(dāng)作為MOS-FET Q3和Q4的漏極接線(xiàn)端的引線(xiàn)被提供使得穿過(guò)這樣的磁珠時(shí)，可以省去在印刷電路板上用于安裝電感器Ld1和Ld2這樣的部件的空間。
或者，可以在印刷電路板上形成螺旋形狀的將被連線(xiàn)到MOS-FET Q3和Q4的漏電極上的銅箔圖案，并通過(guò)螺旋形狀獲得電感器Ld1和Ld2的低電感。這提供了這樣的優(yōu)點(diǎn)能夠在制造印刷線(xiàn)路板的同時(shí)形成電感器Ld。
圖6的電路也滿(mǎn)足低電壓和高電流條件。該情況中的低電壓和高電流條件是這樣的條件次級(jí)側(cè)直流電壓Eo＝5V，并且作為次級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器開(kāi)關(guān)電流的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io＝30A。
假設(shè)這樣的條件如下選擇和形成圖6中所示的電源電路的必要部分。
首先，絕緣變換器變壓器PIT采用圖7A和圖7B中所示的結(jié)構(gòu)。
圖7A是絕緣變換器變壓器PIT的橫截面示圖。如圖7A所示，在該情況中，絕緣變換器變壓器PIT具有在圖2所示結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上的圍繞次級(jí)側(cè)繞組部分纏繞的次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C。
此外，同樣在該情況中，在E-E形磁芯的中心磁芯柱中形成例如具有大約1.5mm隙寬的間隙G。因此，同樣在該情況中，耦合系數(shù)k是k＝0.8或更小，以提供弱耦合狀態(tài)。
圖7B示出了絕緣變換器變壓器PIT中圍繞線(xiàn)軸B纏繞的繞組的截面。
如圖7B所示，初級(jí)繞組N1圍繞線(xiàn)軸B的一個(gè)纏繞部分纏繞。該情況中的初級(jí)繞組N1通過(guò)粗繞(rough winding)例如以80 T的匝數(shù)纏繞。
次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C按照繞組部分N2A1、N2A2、N2B1、N2B2、N2C1和N2C2的順序，如圖所示地從內(nèi)側(cè)向外側(cè)圍繞線(xiàn)軸B的另一個(gè)纏繞部分以預(yù)定匝數(shù)纏繞。
在該情況中，例如如圖11所示的絞合線(xiàn)10被選擇作為次級(jí)繞組N2的每個(gè)繞組部分的線(xiàn)材。具體地說(shuō)，如圖11所示的通過(guò)將多股單元線(xiàn)10a捆扎和絞曲在一起而形成的絞合線(xiàn)被用作圖11所示的絞合線(xiàn)10，其中單元線(xiàn)10a是由已經(jīng)使用聚氨酯覆層進(jìn)行了絕緣包覆處理的銅線(xiàn)形成的。如所公知的，被選擇作為用于次級(jí)繞組線(xiàn)材的絞合線(xiàn)具有這樣的優(yōu)點(diǎn)能夠降低例如當(dāng)高頻整流電流流過(guò)每個(gè)次級(jí)繞組時(shí)出現(xiàn)的所謂的集膚效應(yīng)(skin effect)。
在該情況中，如圖7B所示，由這樣的絞合線(xiàn)形成的繞組部分N2A1、N2A2、N2B1、N2B2、N2C1和N2C2通過(guò)粗繞圍繞線(xiàn)軸B的相同軸線(xiàn)纏繞。
在該情況中，N2A1＝N2A2＝N2B1＝N2B2＝N2C1＝N2C2＝3T(匝)。在該情況中，通過(guò)將一束100股圖11所示的線(xiàn)徑X＝0.1mφ的單元線(xiàn)10a絞曲在一起而形成的絞合線(xiàn)被用作上述絞合線(xiàn)。例如，這樣的絞合線(xiàn)的線(xiàn)徑d＝1.0mφ，橫截面面積s＝0.785mm2。
同樣在圖6所示的電路中，初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組(N2A、N2B和N2C)的繞數(shù)被如上所述地設(shè)置，使得次級(jí)側(cè)繞組的每T(匝)感應(yīng)的電壓電平比圖24中所示的電源電路小。也就是說(shuō)，例如通過(guò)如上所述地設(shè)置初級(jí)繞組N1＝80T并且次級(jí)繞組N2A＝N2B＝N2C＝6T(N2A1＝N2A2＝N2B1＝N2B2＝N2C1＝N2C2＝3T)，次級(jí)側(cè)繞組的每T(匝)感應(yīng)的電壓電平被降低到2V/T或者更低。
也就是說(shuō)，同樣在該情況中，通過(guò)如上所述地將隙寬設(shè)置為大約1.5mm所獲得的k＝0.8或更低的耦合系數(shù)，提供了弱耦合狀態(tài)，并且次級(jí)側(cè)繞組的每匝感應(yīng)的電壓電平被降低到2V/T或者更低，從而降低了磁通密度。
圖8和圖9示出了圖6所示電源電路的操作中的波形。圖8示出了當(dāng)交流輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝125W時(shí)的操作。圖9示出了當(dāng)交流輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝25W時(shí)的操作。在圖6所示的電源電路所處理的負(fù)載功率的范圍內(nèi)，負(fù)載功率Po＝125W代表大負(fù)載條件，負(fù)載功率Po＝25W代表小負(fù)載條件。
同樣在該情況中，圖8的波形圖中的開(kāi)關(guān)器件Q2兩端的電壓V1對(duì)應(yīng)于開(kāi)關(guān)器件Q2的導(dǎo)通/關(guān)斷狀態(tài)。具體地說(shuō)，電壓V1是矩形波，在開(kāi)關(guān)器件Q2導(dǎo)通的時(shí)段T2期間電平為零，在開(kāi)關(guān)器件Q2關(guān)斷的時(shí)段T1期間被箝位在預(yù)定電平。流過(guò)開(kāi)關(guān)器件Q2//阻尼二極管DD2的開(kāi)關(guān)電流IDS2具有這樣的波形開(kāi)關(guān)電流IDS2流過(guò)阻尼二極管DD2，并因而在導(dǎo)通時(shí)刻是負(fù)極性，然后被反相，以正極性流過(guò)開(kāi)關(guān)器件Q2的漏極和源極，并且在關(guān)斷的時(shí)段T1期間，開(kāi)關(guān)電流IDS2處于零水平。
在該情況中流過(guò)初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電路(C1-L1)的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io具有如圖所示的正弦波形。這同樣是因?yàn)樵趫D6的電路中，由絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)所得到的弱耦合狀態(tài)增大了初級(jí)繞組N1的漏電感L1，相應(yīng)地，初級(jí)繞組N1的激勵(lì)電感被相對(duì)降低。
在獲得了這樣的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的波形的情況下，在次級(jí)繞組N2C的繞組部分N2C2處得到的電壓V2具有這樣的波形與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的周期對(duì)應(yīng)，并且被箝位在與次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo相對(duì)應(yīng)的絕對(duì)值電平。
順帶提及，雖然電壓V2被示出為在繞組部分N2C2處獲得的電勢(shì)，但是在次級(jí)繞組N2B中的繞組部分N2B2和次級(jí)繞組N2A中的繞組部分N2A2處也出現(xiàn)具有類(lèi)似波形的電勢(shì)。同樣在該情況中，在繞組部分N2A1、繞組部分N2B1和繞組部分N2C1處出現(xiàn)與電壓V2類(lèi)似的電勢(shì)。
電壓V2具有在初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io變?yōu)榱闼降臅r(shí)刻變?yōu)榱汶娖降牟ㄐ巍Ｒ簿褪钦f(shuō)，在該情況中，電壓V2的過(guò)零時(shí)刻與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的過(guò)零時(shí)刻一致(見(jiàn)圖中的時(shí)刻t1、t2和t3)。
在采用電壓檢測(cè)系統(tǒng)的次級(jí)側(cè)同步整流電路中，含有電阻Rg2的驅(qū)動(dòng)電路檢測(cè)電壓V2(在繞組部分N2A2、N2B2和N2C2處出現(xiàn)的電壓)，然后向MOS-FET Q4輸出處于導(dǎo)通電平的柵極電壓。
在該情況中，電壓V2具有這樣的波形在時(shí)刻t1達(dá)到正極性的峰值電平，然后在時(shí)刻t2變?yōu)榱汶娖?，如圖所示。在電壓V2被維持在不低于與對(duì)MOS-FET Q4的柵極-源極電壓所設(shè)置的預(yù)定電平相對(duì)應(yīng)的電平的時(shí)段(圖中的從t1到td1的時(shí)段)期間，在MOS-FET Q4的柵極和源極之間所產(chǎn)生的柵極-源極電壓VGS4提供了導(dǎo)通電壓。也就是說(shuō)，從t1到td1的時(shí)段是MOS-FET Q4的導(dǎo)通時(shí)段DON2。
從時(shí)段DON2結(jié)束的時(shí)刻td1到時(shí)刻t2的時(shí)段是MOS-FET Q4的停滯時(shí)間(dead time)。在從時(shí)刻td1到時(shí)刻t2的停滯時(shí)間期間，經(jīng)整流電流經(jīng)由MOS-FET Q4的體二極管DD4流動(dòng)。這也由在從時(shí)刻td1到時(shí)刻t2的時(shí)段期間圖中所示的柵極-源極電壓VGS4的電勢(shì)表示出來(lái)。
從而，在圖中所示的從時(shí)刻t1到時(shí)刻t2的時(shí)段上，經(jīng)整流電流I4經(jīng)由MOS-FET Q4流動(dòng)。也就是說(shuō)，經(jīng)整流電流I4的零水平時(shí)刻與在時(shí)刻t1和t2處的初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的零水平時(shí)刻一致，從而，經(jīng)整流電流I4與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流連續(xù)。
類(lèi)似地，包含電阻Rg1的驅(qū)動(dòng)電路檢測(cè)在繞組部分N2A1、N2B1和N2C1處出現(xiàn)的電壓，其電壓類(lèi)似于電壓V2，然后向MOS-FET Q3輸出處于導(dǎo)通電平的柵極電壓。
也就是說(shuō)，在該情況中，在繞組部分N2A1、N2B1和N2C1側(cè)出現(xiàn)的電壓V2被維持在不低于與柵極-源極電勢(shì)的預(yù)定電平相對(duì)應(yīng)的電平的時(shí)段(圖中的從t2到td2的時(shí)段)期間，在MOS-FET Q3的柵極和源極之間所產(chǎn)生的柵極-源極電壓VGS3提供了導(dǎo)通電壓。因此，從t2到td2的時(shí)段是MOS-FET Q3的導(dǎo)通時(shí)段DON1。
類(lèi)似地，從時(shí)段DON1結(jié)束的時(shí)刻td2到時(shí)刻t3的時(shí)段是MOS-FETQ3的停滯時(shí)間。在從時(shí)刻td2到時(shí)刻t3的停滯時(shí)間期間，經(jīng)整流電流經(jīng)由MOS-FET Q3的體二極管DD3流動(dòng)。
從而，在從時(shí)刻t2到時(shí)刻t3(這些時(shí)刻是初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io的過(guò)零點(diǎn))的時(shí)段上，經(jīng)整流電流I3經(jīng)由MOS-FET Q3流動(dòng)，如圖所示。因而，經(jīng)整流電流I3與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io連續(xù)地流動(dòng)。
用于對(duì)平滑電容器充電的充電電流Ic以圖中所示的波形流動(dòng)，該波形是經(jīng)整流電流I3和I4的合成。這樣，獲得了作為整流操作的雙波整流操作，其中在次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C處出現(xiàn)的電壓V2為正和負(fù)的每個(gè)時(shí)段期間，平滑電容器Co都被充電。
如上所述，經(jīng)整流電流I3和經(jīng)整流電流I4與初級(jí)側(cè)串聯(lián)諧振電流Io連續(xù)地流動(dòng)。因此，用于對(duì)平滑電容器Co充電的充電電流Ic也連續(xù)地流動(dòng)。
因此可以理解，即使當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率被控制以在大負(fù)載時(shí)被降低，圖6的電路也獲得了次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流的連續(xù)模式。
因?yàn)槿鐓⒖紙D7所描述的通過(guò)設(shè)置隙寬以提供弱耦合狀態(tài)，絕緣變換器變壓器PIT的耦合系數(shù)被降低到大約0.8，并且初級(jí)繞組N1和次級(jí)繞組N2A和N2B的繞數(shù)(匝數(shù))被設(shè)置使得次級(jí)繞組的每匝感應(yīng)的電壓電平被降低到例如大約2V/T，從而在絕緣變換器變壓器PIT的磁芯處的磁通密度被降低到所需值或者更低，所以在該情況中，在大負(fù)載條件下也獲得了連續(xù)模式。
同樣，圖8示出了在該情況中，作為經(jīng)整流電流I3和I4，沒(méi)有流動(dòng)在相反方向中的電流。
具體地說(shuō)，在傳統(tǒng)示例中，作為經(jīng)整流電流，流動(dòng)了大約8安培的反向電流，引起功率損耗。另外，從上述圖4的結(jié)果可以理解，圖1的電路相比于傳統(tǒng)示例，降低了這樣的反向電流，但是沒(méi)有完全防止反向電流。而另一方面，在圖6的電路中，作為經(jīng)整流電流，沒(méi)有流動(dòng)這樣的反向電流。
在該情況中，由于在相應(yīng)的經(jīng)整流電流路徑中插入了電感器Ld1和Ld2，如圖6所示，因此在經(jīng)整流電流I3和I4中沒(méi)有出現(xiàn)相反方向的電流。
具體地說(shuō)，當(dāng)經(jīng)整流電流流動(dòng)時(shí)，如此被插入在經(jīng)整流電流路徑中的電感器產(chǎn)生了反電動(dòng)勢(shì)。利用如此產(chǎn)生的反電動(dòng)勢(shì)，在MOS-FET Q3和Q4關(guān)斷時(shí)刻出現(xiàn)的反向電流被抑制了。
如先前所描述的，圖6的電路中的這些電感器Ld1和Ld2具有相對(duì)低的被設(shè)置為1.0μH或更低的電感。因此，可以防止在經(jīng)整流電流I3和I4中出現(xiàn)反向電流。
順帶提及，在圖8中，分別在MOS-FET Q3和Q4關(guān)斷的時(shí)刻出現(xiàn)負(fù)電勢(shì)作為柵極-源極電壓VGS3和VGS4。這是因?yàn)槿缦惹八枋龅?，在次?jí)繞組與MOS-FET Q3和Q4的柵極之間分別與柵極電阻Rg1和Rg2并聯(lián)地插入了肖特基二極管Dg1和Dg2。
如此插入的肖特基二極管Dg1和Dg2允許MOS-FET Q3和Q4的柵極輸入電容(Ciss)的累積電荷在MOS-FET Q3和Q4關(guān)斷的時(shí)刻以經(jīng)由這些肖特基二極管Dg1和Dg2被吸取的方式被放電。
具體地說(shuō)，在該情況中，柵極輸入電容的電荷通過(guò)從肖特基二極管Dg(Dg1和Dg2)經(jīng)由次級(jí)繞組N2到平滑電容器Co的路徑被放電。通過(guò)如此對(duì)輸入電容的電荷放電，可以降低在MOS-FET Q3和Q4關(guān)斷時(shí)的電壓降落時(shí)間。
當(dāng)可以如此降低在MOS-FET Q3和Q4關(guān)斷時(shí)的電壓降落時(shí)間時(shí)，這些MOS-FET Q3和Q4被可靠地關(guān)斷以提供更好的開(kāi)關(guān)特性。
圖9示出了圖6的電路在小負(fù)載(Po＝25W)時(shí)的操作。同樣在該情況中，在開(kāi)關(guān)頻率被控制使得高到與小負(fù)載相對(duì)應(yīng)的情形中，如圖所示，在基本上與開(kāi)關(guān)器件Q2兩端的電壓V1相同的時(shí)刻獲得次級(jí)側(cè)繞組電源V2。相應(yīng)地，次級(jí)側(cè)充電電流Ic(經(jīng)整流電流I3和I4)流動(dòng)，使得連續(xù)地對(duì)平滑電容器Co充電，而沒(méi)有不連續(xù)的時(shí)段，如圖所示。因此可以理解，圖6的電源電路在小負(fù)載時(shí)也處于連續(xù)模式中。
通過(guò)對(duì)絕緣變換器變壓器PIT提供弱耦合狀態(tài)，并降低次級(jí)繞組的每匝感應(yīng)的電壓電平，從而將磁通密度降低到所需的值或者更小，即使在大負(fù)載時(shí)，圖6所示的開(kāi)關(guān)電源電路也可以被設(shè)置在連續(xù)模式中。
因此，可以降低在如傳統(tǒng)示例的不連續(xù)模式中出現(xiàn)的反向電流，從而降低無(wú)效功率。此外，如上所述，圖6的電路具有被插入在各自的經(jīng)整流電流路徑中的電感器Ld1和Ld2，以防止在經(jīng)整流電流中出現(xiàn)反向電流。也就是說(shuō)，通過(guò)這些電感器Ld1和Ld2，進(jìn)一步降低了無(wú)效功率。如此降低無(wú)效功率提高了AC到DC電源變換效率。
順帶提及，根據(jù)實(shí)驗(yàn)得到的結(jié)果，作為圖6的電源電路的AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)，當(dāng)交流輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝150W時(shí)，ηAC→DC＝約88％。
這代表著相對(duì)于作為傳統(tǒng)示例的圖24所示電路的ηAC→DC＝約82％(當(dāng)交流輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝100W時(shí))的情況，提高了大約6個(gè)百分點(diǎn)。
圖6的電路的電源變換效率特性等同于結(jié)合圖24所示的初級(jí)側(cè)配置，在次級(jí)側(cè)采用使用經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路的情況(見(jiàn)圖29)。具體地說(shuō)，雖然如上所述，當(dāng)采用圖29的經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)時(shí)的AC到DC電源變換效率是ηAC→DC＝約90％，但是本示例中ηAC→DC＝88％，大體上與采用圖29的經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)時(shí)的AC到DC電源變換效率相同。
但是，圖6所示的電源電路對(duì)同步整流電流配置采用繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)，因此，使得圖6所示的電源電路的電路配置更簡(jiǎn)單。
接著，圖10示出了在圖1所示電路配置的基礎(chǔ)上，滿(mǎn)足更大負(fù)載條件的另一種配置示例。
順帶提及，圖10僅示出了次級(jí)側(cè)的配置。初級(jí)側(cè)的配置與圖6中的等同，并且因此將省略對(duì)其的描述。同樣，在圖10中，已經(jīng)參考圖6被描述過(guò)的部分由相同的參考標(biāo)號(hào)表示，并將省略對(duì)其的描述。
同樣，在圖10所示的電路中，三個(gè)繞組，即次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C，被纏繞作為絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組。但是，在該情況中沒(méi)有對(duì)次級(jí)繞組N2提供中心抽頭，并且省去了在圖6的電路中被提供使得被插入在各自經(jīng)整流電流路徑中的電感器Ld1和Ld2。
在圖10所示的電路的情況中，每個(gè)次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的纏繞末端處的端部被連接到MOS-FET Q3的漏極。MOS-FET Q3的漏極經(jīng)由圖中所示的電感器Lo1連接到平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端。
在該情況中，每個(gè)次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的纏繞開(kāi)端處的端部被連接到MOS-FET Q4的漏極。MOS-FET Q4的漏極經(jīng)由電感器Lo2連接到平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端。
平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端被連接到MOS-FET Q3和MOS-FET Q4的各自的源極之間的結(jié)點(diǎn)。此外，次級(jí)側(cè)的地被連接到在源極間的結(jié)點(diǎn)與平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端之間的結(jié)點(diǎn)。
同樣，在該情況中，以這種形式的連接，MOS-FET Q3和MOS-FETQ4被插入在每個(gè)次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的一個(gè)端部與平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端之間，以及每個(gè)次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的另一個(gè)端部與平滑電容器Co的負(fù)極接線(xiàn)端之間。
根據(jù)上述的次級(jí)側(cè)同步整流電路的配置，響應(yīng)于MOS-FET Q3在次級(jí)側(cè)所感應(yīng)的交流電壓的半個(gè)周期中導(dǎo)通，經(jīng)整流電流流過(guò)如下路徑從每個(gè)次級(jí)繞組N2(N2A、N2B和N2C)，經(jīng)過(guò)電感器Lo2、平滑電容器Co和MOS-FET Q3，到每個(gè)次級(jí)繞組N2。在該情況中，經(jīng)整流電流分流，還流過(guò)從MOS-FET Q3經(jīng)由電感器Lo1到平滑電容器Co的環(huán)路。
在MOS-FET Q3關(guān)斷并且MOS-FET Q4導(dǎo)通的另外半個(gè)周期中，經(jīng)整流電流流過(guò)如下路徑從每個(gè)次級(jí)繞組N2(N2A、N2B和N2C)，經(jīng)過(guò)電感器Lo1、平滑電容器Co和MOS-FET Q4，到每個(gè)次級(jí)繞組N2。同樣在該情況中，經(jīng)整流電流分流，還流過(guò)從MOS-FET Q4經(jīng)由電感器Lo2到平滑電容器Co的環(huán)路。
因此，圖10所示電路的次級(jí)側(cè)整流電路獲得了這樣的操作其中，在次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的交流電壓處于一種極性的期間，MOS-FET Q3被驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通以進(jìn)行整流并對(duì)平滑電容器Co充電，并且在次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的交流電壓處于另一種極性的期間，MOS-FET Q4被驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通以進(jìn)行整流并對(duì)平滑電容器Co充電。也就是說(shuō)，同樣在該情況中獲得同步整流電路的雙波整流操作。
從上述經(jīng)整流電流路徑中可以理解，在次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C中所感應(yīng)的交流電壓的正極性/負(fù)極性的時(shí)段期間，次級(jí)側(cè)的經(jīng)整流電流分流并流過(guò)含有電感器Lo1的環(huán)路和含有電感器Lo2的環(huán)路。此外，經(jīng)整流電流分流并在另一個(gè)路徑中流到次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C。因此，流到次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的經(jīng)整流電流(次級(jí)繞組電流)的量被降低到相對(duì)于流到平滑電容器Co作為充電電流的經(jīng)整流電流的量的預(yù)定比例。也就是說(shuō)，通過(guò)圖10所示的次級(jí)側(cè)配置，獲得了所謂的倍流整流電路的操作。
如上所述，圖10所示的電路具有被插入在次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流路徑中的電感器Lo1和電感器Lo2。
如上述圖6的情況中所插入的電感器Ld一樣，圖10的電路中所提供的這些電感器Lo1和Lo2具有相對(duì)低的被設(shè)置為1.0μH或更低的電感。同樣在該情況中，這樣的電感器Lo1和Lo2產(chǎn)生了抑制經(jīng)整流電流的反向電流的效果，其效果與圖6中的電感器Ld1和Ld2等同。
此外，在該情況中，這些電感器Lo1和Lo2被連接到平滑電容器Co的正極接線(xiàn)端。因此，可以抑制在次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo中出現(xiàn)的高頻分量(脈動(dòng)波紋)。也就是說(shuō)，電感器Lo1和Lo2的阻抗分量(交流電阻)可以降低在次級(jí)側(cè)直流輸出電壓Eo上疊加的高頻分量。
通過(guò)對(duì)絕緣變換器變壓器PIT提供弱耦合狀態(tài)，并降低次級(jí)繞組的每匝感應(yīng)的電壓電平，從而將磁通密度降低到所需的值或者更小，即使在大負(fù)載時(shí)，圖10的電路也可以被設(shè)置在連續(xù)模式中，同樣在該情況中，通過(guò)如上所述地在經(jīng)整流電流路徑中插入電感器Lo1和Lo2，可以防止經(jīng)整流電流的反向電流，從而進(jìn)一步降低無(wú)效功率。
至此所描述的圖6和圖10的電源電路具有彼此并聯(lián)連接被纏繞在絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)側(cè)的多個(gè)次級(jí)繞組N2。
相比于如圖1所示電路中的只纏繞一個(gè)次級(jí)繞組N2的情況，這樣的彼此并聯(lián)連接并纏繞的多個(gè)次級(jí)繞組具有能夠降低次級(jí)繞組N2的無(wú)效功率的優(yōu)點(diǎn)。也就是說(shuō)，在圖1的電路和圖6的電路之間的對(duì)比中，當(dāng)次級(jí)繞組N2整體具有相等的匝數(shù)時(shí)，在彼此并聯(lián)纏繞的多個(gè)次級(jí)繞組N2的情況中，相比于纏繞一個(gè)次級(jí)繞組N2的情況，可以降低每個(gè)次級(jí)繞組N2的直流電阻值，相應(yīng)地，次級(jí)繞組N2整體的無(wú)效功率可以被降低。
為了降低這樣的次級(jí)繞組N2的無(wú)效功率，圖6所示的電源電路例如具有多個(gè)次級(jí)繞組N2，它們按照如圖7B所示的繞組部分N2A1、N2A2、N2B1、N2B2、N2C1和N2C2的順序，各自圍繞絕緣變換器變壓器PIT的線(xiàn)軸B的纏繞部分的相同的軸線(xiàn)，以相同的匝數(shù)(3T)通過(guò)粗繞纏繞。
雖然沒(méi)有參考圖形進(jìn)行描述，但是圖10所示電路的次級(jí)繞組按照次級(jí)繞組N2A、N2B和N2C的順序，各自圍繞線(xiàn)軸B的纏繞部分的相同的軸線(xiàn)，以相同的匝數(shù)(該情況中是6T)通過(guò)粗繞纏繞。
但是，當(dāng)次級(jí)繞組N2的每個(gè)繞組部分圍繞線(xiàn)軸B的纏繞部分的相同軸線(xiàn)以相同的匝數(shù)如此纏繞時(shí)，外側(cè)纏繞的繞組部分具有比內(nèi)側(cè)纏繞的繞組部分更長(zhǎng)的長(zhǎng)度。
具體地說(shuō)，例如在圖6的電路情況中的次級(jí)繞組整體中，包含次級(jí)繞組N2A的纏繞開(kāi)端處的端部的繞組部分N2A1具有最短的長(zhǎng)度，其后的繞組部分N2A2、N2B1、N2B2、N2C1和N2C2的長(zhǎng)度需要按照該順序增加。
因此，由于在外側(cè)纏繞的繞組部分需要具有較長(zhǎng)的長(zhǎng)度，因此在次級(jí)繞組中，在外側(cè)纏繞的繞組具有較高的直流電阻值。
根據(jù)實(shí)驗(yàn)，關(guān)于圖6的電路中的繞組部分的直流電阻值，繞組部分N2A1＝4.8mΩ，繞組部分N2A2＝5.3mΩ，繞組部分N2B1＝5.8mΩ，繞組部分N2B2＝6.3mΩ，繞組部分N2C1＝6.8mΩ，并且繞組部分N2C2＝7.3mΩ。
令Ro1是在次級(jí)繞組N2中彼此并聯(lián)的一組繞組部分N2A1、N2B1和N2C1的合成直流電阻，并且令Ro2是類(lèi)似地在次級(jí)繞組N2中彼此并聯(lián)的一組繞組部分N2A2、N2B2和N2C2的合成直流電阻。
根據(jù)1/Ro1＝1/4.8+1/5.8+1/6.8，合成直流電阻Ro1的值大約是1.9mΩ。
根據(jù)1/Ro2＝1/5.3+1/6.3+1/7.3，合成直流電阻Ro2的值大約是2.1mΩ。
這樣的直流電阻引起絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組中的相應(yīng)的功率損耗。例如，當(dāng)在圖6的電路中，在低電壓和高電流條件下，30A的經(jīng)整流電流流過(guò)次級(jí)繞組時(shí)，該情況中次級(jí)繞組中的功率損耗大約是1.8W，這是由下式得出的302×(1.9+2.1)×10-3/2另外，在具有圖6和圖10所示配置的開(kāi)關(guān)電源電路中，與初級(jí)側(cè)的開(kāi)關(guān)輸出相對(duì)應(yīng)的相對(duì)高頻率的經(jīng)整流電流流過(guò)絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組。
已知流過(guò)次級(jí)繞組的高頻電流在被用作次級(jí)繞組線(xiàn)材的絞合線(xiàn)中引起渦流損耗。此外，伴隨這樣的渦流損耗，每個(gè)繞組部分的發(fā)熱增大。
一種用于抑制這種渦流損耗的已知方法是降低形成絞合線(xiàn)的每條單元線(xiàn)的線(xiàn)徑。也就是說(shuō)，減小絞合線(xiàn)的每條單元線(xiàn)的線(xiàn)徑，并相應(yīng)地增加單元線(xiàn)的數(shù)量。
但是，對(duì)絞合線(xiàn)使用大量的細(xì)單元線(xiàn)具有如下問(wèn)題。
通常，在次級(jí)繞組的每個(gè)繞組部分圍繞絕緣變換器變壓器PIT進(jìn)行實(shí)際纏繞時(shí)，例如，作為繞組部分的絞合線(xiàn)內(nèi)部的每條單元線(xiàn)的覆層被剝?nèi)ヒ月冻鰞?nèi)部銅線(xiàn)，并且一束這樣的銅線(xiàn)例如圍繞絕緣變換器變壓器PIT的相應(yīng)的引腳端子纏繞，然后被焊接到引腳端子上。圖6和圖10的電路中的每個(gè)繞組部分通過(guò)這樣的方法被裝到絕緣變換器變壓器PIT上。
在單元線(xiàn)被這樣捆扎和圍繞引腳端子纏繞的情況中，當(dāng)如上所述地減小單元線(xiàn)的直徑，增加單元線(xiàn)的數(shù)量時(shí)，相應(yīng)地變得難于圍繞引腳端子纏繞絞合線(xiàn)。
例如，如上所述，部分地考慮到制造絕緣變換器變壓器PIT時(shí)的上述問(wèn)題，圖6和圖10的電路使用由一束100股線(xiàn)徑X＝0.1mφ的單元線(xiàn)10a形成的絞合線(xiàn)。也就是說(shuō)，在制造該情況中的絕緣變換器變壓器PIT時(shí)，當(dāng)考慮工作效率和經(jīng)濟(jì)時(shí)，如上所述的100股線(xiàn)徑X＝0.1mφ的單元線(xiàn)10a是一個(gè)極限。已經(jīng)認(rèn)為使用由具有比線(xiàn)徑X＝0.1mφ更小的線(xiàn)徑的單元線(xiàn)形成的絞合線(xiàn)在實(shí)踐中接近于不可能。
由于該原因，通過(guò)減小圖6和圖10中的單元線(xiàn)10a的線(xiàn)徑來(lái)降低渦流損耗是相當(dāng)困難的。
相應(yīng)地，作為本發(fā)明的第二實(shí)施例，利用以如圖6和圖10所示的連接作為基本配置的形式的電路，如下面所描述地形成絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組(每個(gè)繞組部分)。
順帶提及，用于下面的描述的圖11到圖14示出了在對(duì)如圖6所示的次級(jí)繞組提供有中心抽頭的配置的基礎(chǔ)上，絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組的形成。
首先，第一實(shí)施例也使用如圖11所示的絞合線(xiàn)作為用于絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組的線(xiàn)材。
通過(guò)將250股線(xiàn)徑X＝0.06mφ的單元線(xiàn)10a絞曲在一起而形成的絞合線(xiàn)被用作該情況中的絞合線(xiàn)10。本實(shí)施例所使用的絞合線(xiàn)10例如具有線(xiàn)徑d＝0.95mφ，橫截面面積s＝0.7065mm2。
然后，如圖12所示，準(zhǔn)備兩組四條這樣的絞合線(xiàn)10。一組中的四條絞合線(xiàn)10具有如圖所示的均一長(zhǎng)度Y1。另一組中的四條絞合線(xiàn)10具有具有比長(zhǎng)度Y1更長(zhǎng)的均一長(zhǎng)度Y2。例如，在該情況中，長(zhǎng)度Y1和Y2被設(shè)置為Y1＝20cm，Y2＝22cm，使得對(duì)應(yīng)于線(xiàn)軸的尺寸。
利用如圖所示的彼此平行并且彼此對(duì)齊的具有均一長(zhǎng)度Y1的四條絞合線(xiàn)10，對(duì)已對(duì)齊的絞合線(xiàn)10的兩端進(jìn)行預(yù)焊11。從而，形成具有長(zhǎng)度Y1的四條絞合線(xiàn)10的第一絞合線(xiàn)帶(litz wire band)12。
同樣，利用類(lèi)似地彼此平行對(duì)齊的具有另一均一長(zhǎng)度Y2的四條絞合線(xiàn)10，對(duì)已對(duì)齊的絞合線(xiàn)10的兩端進(jìn)行預(yù)焊11。從而，形成具有長(zhǎng)度Y2的四條絞合線(xiàn)10的第二絞合線(xiàn)帶13。
順帶提及，在該情況中，例如通過(guò)將絞合線(xiàn)帶的每個(gè)端部浸在浸焊層中達(dá)所需時(shí)間，就足以進(jìn)行預(yù)焊11。
這樣形成的長(zhǎng)度Y1的第一絞合線(xiàn)帶12被用作次級(jí)繞組N21的線(xiàn)材，該次級(jí)繞組N21對(duì)應(yīng)于圖6所示的絕緣變換器變壓器的次級(jí)繞組中從纏繞開(kāi)端的端部到中心抽頭的繞組部分(繞組部分N2A1、N2B1和N2C1)。
另一長(zhǎng)度Y2的第二絞合線(xiàn)帶13被用作次級(jí)繞組N22的線(xiàn)材，該次級(jí)繞組N22對(duì)應(yīng)于圖6所示的絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組中從纏繞末端的端部到中心抽頭的繞組部分(繞組部分N2A2、N2B2和N2C2)。
順帶提及，四條絞合線(xiàn)10彼此對(duì)齊作為第二絞合線(xiàn)帶12(次級(jí)繞組N21)和第二絞合線(xiàn)帶13(次級(jí)繞組N22)，目的在于在獲得與例如圖6所示的電路等同的操作中，獲得次級(jí)繞組整體的相等的總橫截面面積(導(dǎo)體部分)。
也就是說(shuō)，至此，從描述中可以理解，該情況中的絞合線(xiàn)10具有比圖6所示的絞合線(xiàn)更小的橫截面面積，從而相應(yīng)地增加了所使用的絞合線(xiàn)10的數(shù)量。
在如圖12所示地形成作為次級(jí)繞組N21的第一絞合線(xiàn)帶12和作為次級(jí)繞組N22的第二絞合線(xiàn)帶13之后，在第二實(shí)施例中，第一絞合線(xiàn)帶12和第二絞合線(xiàn)帶13如下面所描述的圍繞絕緣變換器變壓器PIT纏繞。
首先，如圖13所示，引線(xiàn)14被焊接到已經(jīng)對(duì)端部進(jìn)行了預(yù)焊11的第一絞合線(xiàn)帶12和第二絞合線(xiàn)帶13的每個(gè)端部。
對(duì)于其每個(gè)端部已經(jīng)焊接了引線(xiàn)14的第一絞合線(xiàn)帶12和第二絞合線(xiàn)帶13，首先將第一絞合線(xiàn)帶12圍繞絕緣變換器變壓器PIT中的線(xiàn)軸B的次級(jí)側(cè)纏繞部分，以預(yù)定匝數(shù)纏繞。然后，在如此纏繞的第一絞合線(xiàn)帶12的外側(cè)以預(yù)定匝數(shù)纏繞第二絞合線(xiàn)帶13。
圖14是示出了第二實(shí)施例中的絕緣變換器變壓器PIT中繞組被纏繞的狀態(tài)的橫截面示圖。
在該情況中，第一絞合線(xiàn)帶12在保持四條絞合線(xiàn)10對(duì)齊的情況下如圖所示地纏繞在線(xiàn)軸B的纏繞部分中。類(lèi)似地，第二絞合線(xiàn)帶13在保持四條絞合線(xiàn)10對(duì)齊的情況下如圖所示地纏繞在線(xiàn)軸B的纏繞部分中。
在該情況中，第一絞合線(xiàn)帶12(次級(jí)繞組N21)有三匝，如圖所示。類(lèi)似地，第二絞合線(xiàn)帶13(次級(jí)繞組N22)有三匝，如圖所示。
順帶提及，雖然沒(méi)有參考附圖進(jìn)行描述，但是在該情況中，在第一絞合線(xiàn)帶12如上所述地圍繞線(xiàn)軸B纏繞的狀態(tài)下，如圖13所示的被焊接到第一絞合線(xiàn)帶12的兩個(gè)端部上的引線(xiàn)14和14圍繞絕緣變換器變壓器PIT的預(yù)定引腳端子纏繞，然后被焊接。同樣，類(lèi)似地被焊接到第二絞合線(xiàn)帶13的兩個(gè)端部上的引線(xiàn)14和14圍繞預(yù)定引腳端子纏繞，然后被焊接。
根據(jù)第二實(shí)施例，獲得了與例如圖6所示的每個(gè)繞組部分在并聯(lián)布置的狀態(tài)中纏繞的狀態(tài)相等同的狀態(tài)。具體地說(shuō)，通過(guò)纏繞第一絞合線(xiàn)帶12，獲得了與繞組部分N2A1、N2B1和N2C1彼此并聯(lián)布置的狀態(tài)相等同的狀態(tài)。此外，通過(guò)纏繞第二絞合線(xiàn)帶13，獲得了與繞組部分N2A2、N2B2和N2C2彼此并聯(lián)布置的狀態(tài)相等同的狀態(tài)。
從而，具有被纏繞作為次級(jí)繞組的第一絞合線(xiàn)帶12和第二絞合線(xiàn)帶13的第二實(shí)施例可以防止如上所述的在彼此并聯(lián)的關(guān)系中的繞組部分之間的直流電阻值的差異。
當(dāng)可以如此消除繞組部分之間的直流電阻值的差異，以使得在各個(gè)絞合線(xiàn)10中出現(xiàn)的直流電阻具有相等的值時(shí)，相比于圖6的情況(次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B)，每個(gè)繞組(次級(jí)繞組N21和次級(jí)繞組N22)的合成直流電阻值可以被降低。
此外，在該情況中，由于作為該示例中的次級(jí)繞組的多條絞合線(xiàn)10在對(duì)齊的狀態(tài)中圍繞線(xiàn)軸B纏繞，如圖14所示，因此相比于圖6的電路中的絞合線(xiàn)10(繞組)的粗繞的情況(見(jiàn)圖7B)，所纏繞的絞合線(xiàn)10之間的間隙可以被縮小。也就是說(shuō)，在該情況中，由于相比于圖6的電路，繞組可以以繞組之間被縮小的間隔而纏繞，因此所纏繞的絞合線(xiàn)10的長(zhǎng)度可以被縮短。
相比于圖6的電路，絞合線(xiàn)10(繞組)的長(zhǎng)度縮短也降低了合成直流電阻的值。
根據(jù)實(shí)驗(yàn)得到的結(jié)果，作為第二實(shí)施例中的次級(jí)繞組的直流電阻值，由第一絞合線(xiàn)帶12形成的次級(jí)繞組N21的合成直流電阻值是Ro21＝1.3mΩ，由第二絞合線(xiàn)帶13形成的次級(jí)繞組N22的合成直流電阻值是Ro22＝1.4mΩ。也就是說(shuō)，得到的結(jié)果表明，相比于圖6的電路情況中的合成直流電阻值Ro1＝1.9mΩ和Ro2＝2.1mΩ，合成直流電阻值Ro21和Ro22被降低了。
作為降低次級(jí)繞組的直流電阻值的結(jié)果，當(dāng)30A的經(jīng)整流電流如在圖6的電路中那樣流動(dòng)時(shí)，第二實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的次級(jí)繞組中出現(xiàn)的功率損耗是1.2W，這是由下式得出的302×(1.3+1.4)×10-3/2這表示圖6的電路情況中的1.8W的功率損耗被相當(dāng)大地減小了。
如上所述，在第二實(shí)施例中，對(duì)第一絞合線(xiàn)帶12和第二絞合線(xiàn)帶13的兩端都進(jìn)行了預(yù)焊11，并且引線(xiàn)14被焊接到第一絞合線(xiàn)帶12和第二絞合線(xiàn)帶13的兩端上。然后，每個(gè)如此被焊接的引線(xiàn)14圍繞絕緣變換器變壓器PIT的引腳端子纏繞，然后被焊接到引腳端子上。
這樣，可以避免如圖6和圖10所示的將多股單元線(xiàn)10a捆扎在一條絞合線(xiàn)10中并圍繞引腳端子纏繞所捆扎的單元線(xiàn)10a的過(guò)程。
當(dāng)如此避免了捆扎單元線(xiàn)10a并圍繞引腳端子纏繞所捆扎的單元線(xiàn)10a的過(guò)程時(shí)，不需要再限制絞合線(xiàn)10的單元線(xiàn)10a的數(shù)量和單元線(xiàn)10a的線(xiàn)徑X。
因此，在第二實(shí)施例中，如上所述，可以選擇單元線(xiàn)直徑為0.06mφ的絞合線(xiàn)10作為絞合線(xiàn)10，該線(xiàn)徑比圖6和圖10的電路情況中的單元線(xiàn)直徑＝0.1mφ小。
通過(guò)如此降低絞合線(xiàn)10的單元線(xiàn)10a的線(xiàn)徑，可以減小由高頻經(jīng)整流電流的流動(dòng)引起的渦流損耗，并且抑制由于渦流損耗造成的次級(jí)繞組的發(fā)熱。
因此，在根據(jù)第二實(shí)施例的電源電路中，通過(guò)以對(duì)齊狀態(tài)纏繞次級(jí)繞組，降低了絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組中的功率損耗(銅損)，并且通過(guò)減小絞合線(xiàn)10的單元線(xiàn)10a的線(xiàn)徑，進(jìn)一步降低了渦流損耗，由此，相比于圖6的電路，可以提高電源變換效率。
例如，如先前所示的，在交流輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝150W的條件下，圖6的AC到DC電源變換效率是ηAC→DC＝約88％。而另一方面，得到的實(shí)驗(yàn)結(jié)果示出，在相同條件下，根據(jù)本實(shí)施例的電源電路的AC到DC電源變換效率(ηAC→DC)是ηAC→DC＝約89.6％，表明比圖6的電路提高了大約1.6個(gè)百分點(diǎn)。
并且，得到的結(jié)果表明，該情況中的交流輸入功率相比于圖6的電路被降低了3.0W。
此外，在該情況中，由于絞合線(xiàn)10以對(duì)齊的狀態(tài)纏繞，因此絕緣變換器變壓器PIT中所纏繞的次級(jí)繞組可以通過(guò)兩組繞組而纏繞，而在圖6的情況中，絕緣變換器變壓器PIT中所纏繞的次級(jí)繞組通過(guò)被分開(kāi)的三組繞組而纏繞。
上述根據(jù)第二實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的次級(jí)側(cè)的配置被示出在圖15的電路圖中。如圖15所示，根據(jù)第二實(shí)施例，可以通過(guò)纏繞作為次級(jí)繞組N21的一個(gè)繞組形成圖6的情況中所纏繞的三個(gè)分開(kāi)的繞組部分N2A1、N2B1和N2C1。類(lèi)似地，可以通過(guò)纏繞作為次級(jí)繞組N22的一個(gè)繞組形成三個(gè)繞組部分N2A2、N2B2和N2C2。
由于絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組的數(shù)量可以被減少為兩個(gè)，因此該情況中的絕緣變換器變壓器PIT的引腳端子的數(shù)量可以從圖6的情況中的九個(gè)減少到四個(gè)。
由于可以減少引腳端子的數(shù)量，因此可以減小板上用于安裝絕緣變換器變壓器PIT的面積。
如上所述的次級(jí)繞組數(shù)量的降低還減少了纏繞線(xiàn)材以連接各個(gè)繞組的部分的數(shù)量，從而帶來(lái)了另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)絕緣變換器變壓器PIT的制造相應(yīng)地變得更容易。
應(yīng)當(dāng)注意，雖然上面已經(jīng)將主要在圖6所示電源電路基礎(chǔ)上的配置描述為根據(jù)第二實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路，但是通過(guò)以參考12到圖14所描述的類(lèi)似方式形成次級(jí)繞組，當(dāng)使用圖10的電路作為基本配置時(shí)，也可以得到類(lèi)似的效果。
順帶提及，在該情況中，如圖12所示的一根絞合線(xiàn)帶被形成為一個(gè)繞組，其中圖10所示的次級(jí)繞組部分N2A、N2B和N2C彼此對(duì)齊。然后，在該情況中，該絞合線(xiàn)帶圍繞絕緣變換器變壓器PIT的線(xiàn)軸B纏繞6T匝。
這樣，在圖10所示電路基礎(chǔ)上的根據(jù)第二實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路中，僅通過(guò)一個(gè)繞組形成了絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組N2，如圖16的電路圖所示。
同樣在該情況中，可以使得在彼此并聯(lián)的關(guān)系中的繞組之間的直流電阻相等。相應(yīng)地，相比于圖10的情況，次級(jí)繞組N2整體的合成直流電阻值可以被降低。
同樣在該情況中，當(dāng)作為次級(jí)繞組N2的絞合線(xiàn)帶被預(yù)焊，并且通向絕緣變換器變壓器PIT的引腳端子的引線(xiàn)14被焊接到絞合線(xiàn)帶上時(shí)，可以使用具有較小單元線(xiàn)直徑X的絞合線(xiàn)10來(lái)降低渦流損耗。
此外，由于在該情況中，次級(jí)繞組N2的數(shù)量可用被縮減到一個(gè)，因此該情況中的絕緣變換器變壓器PIT的引腳端子的數(shù)量可以被縮減到兩個(gè)，如圖16的電路圖所示。因此，相比于圖10的電路，可以減小板上用于安裝絕緣變換器變壓器PIT的面積。
下面將參考圖17到圖19描述本發(fā)明的第三實(shí)施例。
同樣在第三實(shí)施例中，基于圖6和圖10所示的電源電路的配置，只改變了絕緣變換器變壓器PIT中的次級(jí)繞組的結(jié)構(gòu)。同樣在該情況中，圖17到圖19示出了在對(duì)圖6所示的次級(jí)繞組提供有中心抽頭的配置的基礎(chǔ)上，絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組的結(jié)構(gòu)。
首先，同樣在第三實(shí)施例中，如圖11所示的絞合線(xiàn)10被用作次級(jí)繞組的線(xiàn)材。含有一束200股單元線(xiàn)直徑X＝0.10mφ的單元線(xiàn)并且橫截面面積s＝1.570mm2的絞合線(xiàn)被選擇作為第三實(shí)施例中所使用的絞合線(xiàn)10。
在該情況中，準(zhǔn)備通過(guò)交織三條這樣的絞合線(xiàn)10而形成的平織線(xiàn)。
在第三實(shí)施例中，如圖17所示，準(zhǔn)備兩根具有不同長(zhǎng)度的平織線(xiàn)作為如上所述的通過(guò)交織三條絞合線(xiàn)10所形成的平織線(xiàn)。
在該情況中，如圖所示的具有長(zhǎng)度Y1的平織線(xiàn)將被稱(chēng)作第一平織線(xiàn)15，具有比長(zhǎng)度Y1長(zhǎng)的長(zhǎng)度Y2的平織線(xiàn)將被稱(chēng)作第二平織線(xiàn)16。同樣在該情況中，對(duì)如此形成的第一平織線(xiàn)15和第二平織線(xiàn)16的兩端提供預(yù)焊11。
如圖17所示，同樣在第三實(shí)施例中，具有較短長(zhǎng)度的第一平織線(xiàn)15被用作次級(jí)繞組N21的線(xiàn)材，該次級(jí)繞組N21對(duì)應(yīng)于圖6所示的絕緣變換器變壓器的次級(jí)繞組中從纏繞開(kāi)端的端部到中心抽頭的繞組部分(繞組部分N2A1、N2B1和N2C1)。
具有較長(zhǎng)長(zhǎng)度的第二平織線(xiàn)16被用作次級(jí)繞組N22的線(xiàn)材，該次級(jí)繞組N22對(duì)應(yīng)于從中心抽頭到纏繞末端的端部的繞組部分(繞組部分N2A2、N2B2和N2C2)。
順帶提及，在該情況中，Y1＝25cm和Y2＝30cm分別被設(shè)置作為第一平織線(xiàn)15的長(zhǎng)度Y1和第二平織線(xiàn)16的長(zhǎng)度Y2。
同樣在該情況中，第一平織線(xiàn)15和第二平織線(xiàn)16被設(shè)置使得次級(jí)繞組整體的總橫截面面積(導(dǎo)體部分)等于圖6的情況，以便獲得與圖6所示電路相等的操作。
此外，同樣在第三實(shí)施例中，如圖18所示，通向絕緣變換器變壓器PIT的引線(xiàn)14被焊接到第一平織線(xiàn)15和第二平織線(xiàn)16的兩個(gè)預(yù)焊端部上。
然后，其每個(gè)端部焊接有引線(xiàn)14的第一平織線(xiàn)15首先圍繞絕緣變換器變壓器PIT中的線(xiàn)軸B的次級(jí)側(cè)纏繞部分，以預(yù)定匝數(shù)纏繞。此后，在如此纏繞的第一平織線(xiàn)15的外側(cè)以預(yù)定匝數(shù)纏繞第二平織線(xiàn)16。
圖19是示出了該情況中的絕緣變換器變壓器PIT中繞組被纏繞的狀態(tài)的橫截面示圖。如圖所示，第一平織線(xiàn)15圍繞線(xiàn)軸B的纏繞部分纏繞了三匝。然后，在如此纏繞的第一平織線(xiàn)15之后，第二平織線(xiàn)16類(lèi)似地在第一平織線(xiàn)15的外側(cè)纏繞三匝。
順帶提及，雖然沒(méi)有參考附圖進(jìn)行描述，但是在該情況中，如上所述地被焊接到第一平織線(xiàn)15的兩個(gè)端部上的引線(xiàn)14和14各自圍繞絕緣變換器變壓器PIT的預(yù)定引腳端子纏繞，然后被焊接。同樣，類(lèi)似地被焊接到第二平織線(xiàn)16的兩個(gè)端部上的引線(xiàn)14和14各自圍繞預(yù)定引腳端子纏繞，然后被焊接。
從而，作為絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組，作為次級(jí)繞組N21的第一平織線(xiàn)15纏繞在纏繞開(kāi)端側(cè)，作為次級(jí)繞組N22的第二平織線(xiàn)16纏繞在纏繞末端側(cè)。
同樣，利用第三實(shí)施例的結(jié)構(gòu)，獲得了與圖6所示的繞組在彼此并聯(lián)布置的狀態(tài)中纏繞的狀態(tài)相等同的狀態(tài)。因而，可以防止繞組部分之間的直流電阻值的差異。也就是說(shuō)，同樣在該情況中，相比于圖6的情況(次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B)，每個(gè)繞組(次級(jí)繞組N21和次級(jí)繞組N22)的合成直流電阻值可以被降低。
根據(jù)實(shí)驗(yàn)得到的結(jié)果，作為第三實(shí)施例中的次級(jí)繞組的直流電阻值，由第一平織線(xiàn)15形成的次級(jí)繞組N21的合成直流電阻值是Ro21＝0.9mΩ，由第二平織線(xiàn)16形成的次級(jí)繞組N22的合成直流電阻值是Ro22＝1.1mΩ。也就是說(shuō)，同樣在該情況中，得到的結(jié)果表明，相比于圖6的電路情況中的合成直流電阻值Ro1＝1.9mΩ和Ro2＝2.1mΩ，合成直流電阻值Ro21和Ro22被降低了。
當(dāng)30A的經(jīng)整流電流如在圖6的電路中那樣流動(dòng)時(shí)，該情況中的開(kāi)關(guān)電源電路的次級(jí)繞組中出現(xiàn)的功率損耗是0.9W，這是由下式得出的302×(0.9+1.1)×10-3/2第三實(shí)施例使用如參考圖17所描述的通過(guò)交織多條絞合線(xiàn)10而形成的第一平織線(xiàn)15和第二平織線(xiàn)16，作為次級(jí)繞組的線(xiàn)材。因此，通過(guò)交織多條絞合線(xiàn)10，第三實(shí)施例降低了每條絞合線(xiàn)10中的渦流損耗。
也就是說(shuō)，同樣在如此將平織線(xiàn)用作次級(jí)繞組的線(xiàn)材的第三實(shí)施例中，可以減小由高頻經(jīng)整流電流的流動(dòng)引起的渦流損耗，并且抑制由于渦流損耗造成的次級(jí)繞組的發(fā)熱。
根據(jù)得到的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，在交流輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝150W的條件下，根據(jù)第三實(shí)施例的電源電路的AC到DC電源變換效率是ηAC→DC＝91.0％。因此，在相同條件下，該情況中的AC到DC電源變換效率相比于圖6的電路情況中的ηAC→DC＝約88％提高了大約3.0個(gè)百分點(diǎn)。
并且，得到的結(jié)果表明，該情況中的交流輸入功率相比于圖6的電路被降低了5.6W。
此外，同樣在該情況中，由于絞合線(xiàn)10如第二實(shí)施例中那樣以對(duì)齊的狀態(tài)纏繞，因此絕緣變換器變壓器PIT中所纏繞的次級(jí)繞組可以通過(guò)兩個(gè)繞組而纏繞。也就是說(shuō)，同樣在該情況中，可以如圖15所示的那樣配置開(kāi)關(guān)電源電路。同樣，和前述第二實(shí)施例一樣，絕緣變換器變壓器PIT的引腳端子的數(shù)量可以被縮減到四個(gè)。
如上所述，由于可以減少引腳端子的數(shù)量，因此可以減小板上用于安裝絕緣變換器變壓器PIT的面積。另外，絕緣變換器變壓器PIT的制造變得更容易。
應(yīng)當(dāng)注意，雖然上面已經(jīng)將主要在圖6所示電源電路基礎(chǔ)上的配置描述為根據(jù)第三實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路，但是通過(guò)以參考17到圖19所描述的類(lèi)似方式形成次級(jí)繞組，當(dāng)使用圖10的電路作為基本配置時(shí)，也可以得到類(lèi)似的效果。
下面將參考圖20到圖23描述本發(fā)明的第四實(shí)施例。
同樣在第四實(shí)施例中，基于圖6和圖10所示的電源電路的配置，只改變了絕緣變換器變壓器PIT中的次級(jí)繞組的結(jié)構(gòu)。
同樣在該情況中，圖20到圖23示出了在對(duì)圖6的次級(jí)繞組提供有中心抽頭的配置的基礎(chǔ)上，絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組的結(jié)構(gòu)。
與前述第二和第三實(shí)施例不同，第四實(shí)施例使用如圖20所示的銅箔膜17作為絕緣變換器變壓器PIT的次級(jí)繞組的線(xiàn)材。
通過(guò)如圖20所示地用絕緣膜17b覆蓋銅箔板17a而形成的板狀銅線(xiàn)被用作銅箔膜17。
順帶提及，絕緣膜17b例如可以是聚氨酯膜或者聚酯帶。在該情況中，如圖所示的銅箔膜17中的銅箔板17a的厚度Tt和寬度W是Tt＝0.075mm，W＝20mm。因此，在該情況中，銅箔膜17的橫截面面積s(導(dǎo)體部分)是s＝1.50mm2。
在第四實(shí)施例中，準(zhǔn)備如圖21所示的八個(gè)具有不同長(zhǎng)度的銅箔膜，作為這樣的銅箔膜17。在該情況中，八個(gè)銅箔膜中的一個(gè)具有如圖所示的長(zhǎng)度Ya。例如，準(zhǔn)備具有長(zhǎng)度Ya、長(zhǎng)度Ya+1mm、長(zhǎng)度Ya+2mm和長(zhǎng)度Ya+3mm的總共四個(gè)銅箔膜17，在這四個(gè)銅箔膜17中，當(dāng)圍繞線(xiàn)軸B纏繞時(shí)較接近外側(cè)的銅箔膜17具有較長(zhǎng)的長(zhǎng)度。
此外，如圖所示，在該情況中，準(zhǔn)備例如具有比長(zhǎng)度Ya+3mm更長(zhǎng)的長(zhǎng)度Yb以及長(zhǎng)度Yb+1mm、Yb+2mm和Yb+3mm的四個(gè)銅箔膜17。
然后，如圖所示，對(duì)總共八個(gè)銅箔膜17的每一個(gè)的兩個(gè)端部都提供預(yù)焊11。
順帶提及，該情況中的長(zhǎng)度Ya和Yb是Ya＝25cm，Yb＝30cm。
在準(zhǔn)備了這樣的銅箔膜17之后，每組四個(gè)銅箔膜17疊層，以分別形成第一層帶(layer band)18和第二層帶19，如圖22所示。
在該情況中，通過(guò)將如圖21所示的具有長(zhǎng)度Ya、Ya+1mm、Ya+2mm和Ya+3mm的四個(gè)銅箔膜17以該順序?qū)盈B形成第一層帶18。通過(guò)將具有長(zhǎng)度Yb、Yb+1mm、Yb+2mm和Yb+3mm的四個(gè)銅箔膜17以該順序?qū)盈B形成第二層帶19。
同樣在該情況中，具有較短長(zhǎng)度的第一層帶18被用作次級(jí)繞組N21的線(xiàn)材，該次級(jí)繞組N21對(duì)應(yīng)于圖6所示的從纏繞開(kāi)端的端部到中心抽頭的繞組部分(繞組部分N2A1、N2B1和N2C1)。
具有較長(zhǎng)長(zhǎng)度的第二層帶19被用作次級(jí)繞組N22的線(xiàn)材，該次級(jí)繞組N22對(duì)應(yīng)于從中心抽頭到纏繞末端的端部的繞組部分(繞組部分N2A2、N2B2和N2C2)。
順帶提及，同樣在該情況中，通向絕緣變換器變壓器PIT的引腳端子的引線(xiàn)14被焊接到第一層帶18和第二層帶19的兩個(gè)端部上。
同樣，第一層帶18和第二層帶19的橫截面面積(即，銅箔板17a的橫截面面積)被設(shè)置使得次級(jí)繞組整體的總橫截面面積(導(dǎo)體部分)等于圖6的情況，以便獲得與圖6所示電路相等的操作。
然后，在該情況中，如圖23的橫截面示圖所示，第一層帶18首先圍繞絕緣變換器變壓器PIT的線(xiàn)軸B纏繞，使得第一層帶18的平面如圖所示地堆疊。并且，在如此纏繞的第一層帶18的外側(cè)，類(lèi)似地纏繞第二層帶19，使得第二層帶19的平面堆疊。
同樣在該情況中，第一層帶18(次級(jí)繞組N21)和第二層帶19(次級(jí)繞組N22)都被纏繞三匝。
同樣，利用第四實(shí)施例的結(jié)構(gòu)，獲得了與圖6所示的繞組在彼此并聯(lián)布置的狀態(tài)中纏繞的狀態(tài)相等同的狀態(tài)。因而，可以防止繞組部分之間的直流電阻值的差異。也就是說(shuō)，同樣在該情況中，相比于圖6的情況(次級(jí)繞組N2A和次級(jí)繞組N2B)，每個(gè)繞組(次級(jí)繞組N21和次級(jí)繞組N22)的合成直流電阻值可以被降低。
根據(jù)實(shí)驗(yàn)得到的結(jié)果，作為第四實(shí)施例中的次級(jí)繞組的直流電阻值，由第一層帶18形成的次級(jí)繞組N21的合成直流電阻值是Ro21＝0.75mΩ，由第二層帶19形成的次級(jí)繞組N22的合成直流電阻值是Ro22＝0.9mΩ。也就是說(shuō)，同樣在該情況中，得到的結(jié)果表明，相比于圖6的電路情況中的合成直流電阻值Ro1＝1.9mΩ和Ro2＝2.1mΩ，合成直流電阻值Ro21和Ro22被降低了。
當(dāng)30A的經(jīng)整流電流如在圖6的電路中那樣流動(dòng)時(shí)，開(kāi)關(guān)電源電路的次級(jí)繞組中出現(xiàn)的功率損耗是0.75W，這是由下式得出的302×(0.75+0.9)×10-3/2在第四實(shí)施例中，銅箔膜17被用作次級(jí)繞組的線(xiàn)材，并且銅箔膜17中的銅箔板17a例如被設(shè)置為厚度Tt＝0.075mm。相比于圖6的情況中的絞合線(xiàn)10的線(xiàn)徑X＝0.10mφ，該數(shù)值是相當(dāng)小的。
因此，相比于圖6的情況，第四實(shí)施例大大降低了這樣的銅箔膜17(銅箔板17a)中出現(xiàn)的渦流損耗，從而抑制了由于渦流損耗造成的次級(jí)繞組的發(fā)熱。
根據(jù)得到的實(shí)驗(yàn)結(jié)果，在交流輸入電壓VAC＝100V并且負(fù)載功率Po＝150W的條件下，根據(jù)第四實(shí)施例的電源電路的AC到DC電源變換效率是ηAC→DC＝91.5％。因此，在相同條件下，根據(jù)第四實(shí)施例的電源電路的AC到DC電源變換效率相比于圖6的電路情況中的ηAC→DC＝約88％提高了大約3.5個(gè)百分點(diǎn)。
并且，得到的結(jié)果表明，該情況中的交流輸入功率相比于圖6的電路被降低了6.5W。
此外，同樣在該情況中，如前述第二實(shí)施例中那樣，絕緣變換器變壓器PIT中所纏繞的次級(jí)繞組可以通過(guò)兩個(gè)繞組而纏繞。也就是說(shuō)，同樣在該情況中，可以如圖15所示的那樣配置開(kāi)關(guān)電源電路。同樣，和前述第二實(shí)施例一樣，絕緣變換器變壓器PIT的引腳端子的數(shù)量可以被縮減到四個(gè)。
由于可以如此減少引腳端子的數(shù)量，因此可以減小板上用于安裝絕緣變換器變壓器PIT的面積，并且絕緣變換器變壓器PIT的制造變得更容易。
應(yīng)當(dāng)注意，當(dāng)圖10的電路被用作根據(jù)第四實(shí)施例的開(kāi)關(guān)電源電路的基本配置時(shí)，通過(guò)以參考圖20到圖22所描述的類(lèi)似方式形成次級(jí)繞組，也可以得到類(lèi)似的效果。該情況中的電路圖如圖16所示。
應(yīng)當(dāng)注意，本發(fā)明并不限于至此所描述的電源電路的配置。
例如，基于本發(fā)明的使用繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路的詳細(xì)配置可以根據(jù)需要而改變。同樣，例如對(duì)于初級(jí)側(cè)開(kāi)關(guān)變換器的開(kāi)關(guān)器件，可以使用除了MOS-FET之外的其他器件，例如IGBT(絕緣柵雙極晶體管)，只要這些器件可用在外部激勵(lì)系統(tǒng)中即可。另外，上述部分和元件的常量等也可根據(jù)實(shí)際條件等而改變。
此外，根據(jù)本發(fā)明的電源電路可以利用自激式電流諧振變換器來(lái)形成。在該情況中，例如，雙極晶體管可以被選擇作為開(kāi)關(guān)器件。本發(fā)明還可應(yīng)用于四個(gè)開(kāi)關(guān)器件全橋耦合的電流諧振變換器。
實(shí)用性從而，根據(jù)本發(fā)明，即使利用使用繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)的次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流，也不產(chǎn)生與次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流的不連續(xù)時(shí)段相對(duì)應(yīng)的無(wú)效功率。因此，可以將電源變換效率提高到與提供使用經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路時(shí)等同的水平。此外，由于同步整流電路自身的電路配置采用了繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)，因此可以使得配置比使用經(jīng)整流電流檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路更簡(jiǎn)單。
也就是說(shuō)，本發(fā)明同時(shí)在具有同步整流電路的復(fù)合諧振變換器中提供了高的電源變換效率，并且通過(guò)簡(jiǎn)化電路而降低了電路規(guī)模和成本。尤其是當(dāng)在恒壓和高電流條件下使用電源電路時(shí)，本發(fā)明很有益。
權(quán)利要求
1.一種開(kāi)關(guān)電源電路，其特征在于包括利用開(kāi)關(guān)器件形成的開(kāi)關(guān)單元，用于進(jìn)行開(kāi)關(guān)操作，使得中斷被輸入給開(kāi)關(guān)單元的直流輸入電壓；驅(qū)動(dòng)單元，用于對(duì)所述開(kāi)關(guān)器件進(jìn)行開(kāi)關(guān)驅(qū)動(dòng)；絕緣變換器變壓器，用于將所述開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)輸出從初級(jí)側(cè)傳遞到次級(jí)側(cè)，所述絕緣變換器變壓器至少含有被纏繞在絕緣變換器變壓器中的初級(jí)繞組和次級(jí)繞組；初級(jí)側(cè)諧振電容器，所述初級(jí)側(cè)諧振電容器連接到初級(jí)側(cè)的預(yù)定部分，使得形成初級(jí)側(cè)諧振電路，所述初級(jí)側(cè)諧振電路用于至少利用所述絕緣變換器變壓器的初級(jí)繞組的漏電感分量和初級(jí)側(cè)諧振電容器的電容，將所述開(kāi)關(guān)單元的操作變換為諧振型操作；初級(jí)側(cè)部分電壓諧振電路，用于在形成所述開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)器件被關(guān)斷的時(shí)段期間，進(jìn)行部分電壓諧振操作，所述初級(jí)側(cè)部分電壓諧振電路由部分諧振電容器的電容和所述絕緣變換器變壓器的初級(jí)繞組的漏電感分量形成，所述部分諧振電容器與形成所述開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)器件中的至少一個(gè)并聯(lián)連接；和同步整流電路，用于通過(guò)對(duì)在所述絕緣變換器變壓器的次級(jí)繞組中所感應(yīng)的交流電壓進(jìn)行整流操作，并利用經(jīng)整流電流對(duì)次級(jí)側(cè)平滑電容器充電，提供作為所述次級(jí)側(cè)平滑電容器兩端電壓的次級(jí)側(cè)直流輸出電壓；其中，所述同步整流電路包括第一場(chǎng)效應(yīng)晶體管，所述第一場(chǎng)效應(yīng)晶體管插入在所述次級(jí)繞組的一個(gè)端部與所述次級(jí)側(cè)平滑電容器的負(fù)極接線(xiàn)端之間；第二場(chǎng)效應(yīng)晶體管，所述第二場(chǎng)效應(yīng)晶體管插入在所述次級(jí)繞組的另一個(gè)端部與所述次級(jí)側(cè)平滑電容器的負(fù)極接線(xiàn)端之間；第一驅(qū)動(dòng)電路，用于通過(guò)電阻性元件，檢測(cè)與所述第一場(chǎng)效應(yīng)晶體管使經(jīng)整流電流流動(dòng)的半波時(shí)段相對(duì)應(yīng)的次級(jí)繞組電壓，并輸出用于導(dǎo)通所述第一場(chǎng)效應(yīng)晶體管的柵極電壓；和第二驅(qū)動(dòng)電路，用于通過(guò)電阻性元件，檢測(cè)與所述第二場(chǎng)效應(yīng)晶體管使經(jīng)整流電流流動(dòng)的半波時(shí)段相對(duì)應(yīng)的次級(jí)繞組電壓，并輸出用于導(dǎo)通所述第二場(chǎng)效應(yīng)晶體管的柵極電壓；并且所述絕緣變換器變壓器的磁通密度被設(shè)置為預(yù)定值或者更低，使得作為所述整流操作的結(jié)果而流過(guò)同步整流電路的次級(jí)側(cè)經(jīng)整流電流處于連續(xù)模式中，而與連接到所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓上的負(fù)載條件的變化無(wú)關(guān)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，為了將所述絕緣變換器變壓器的磁通密度設(shè)置為特定值或者更低，通過(guò)使得在絕緣變換器變壓器中形成的間隙長(zhǎng)度是預(yù)定值或者更大，將初級(jí)側(cè)與次級(jí)側(cè)之間的耦合系數(shù)設(shè)置為預(yù)定值或者更小。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，為了將所述絕緣變換器變壓器的磁通密度設(shè)置為特定值或者更低，設(shè)置所述初級(jí)繞組和所述次級(jí)繞組的匝數(shù)，使得所述次級(jí)繞組的每匝感應(yīng)的電壓電平是要求的值或者更低。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，還包括恒壓控制單元，用于通過(guò)根據(jù)所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓的電平可變地控制所述開(kāi)關(guān)單元的開(kāi)關(guān)頻率，對(duì)所述次級(jí)側(cè)直流輸出電壓進(jìn)行恒壓控制。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，絞合線(xiàn)帶被纏繞作為絕緣變換器變壓器的次級(jí)繞組，所述絞合線(xiàn)帶如下形成對(duì)齊多條絞合線(xiàn)，并將所述多條絞合線(xiàn)形成為帶狀，所述絞合線(xiàn)具有線(xiàn)徑小于要求值的單元線(xiàn)。
6.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，平織線(xiàn)被纏繞作為絕緣變換器變壓器的次級(jí)繞組，所述平織線(xiàn)如下形成將多條絞合線(xiàn)編織為平坦形狀，所述絞合線(xiàn)具有線(xiàn)徑小于要求值的單元線(xiàn)。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，層疊膜帶被纏繞作為絕緣變換器變壓器的次級(jí)繞組，所述層疊膜帶如下形成將橫截面面積小于要求值的多個(gè)膜狀導(dǎo)體層疊起來(lái)，所述膜狀導(dǎo)體被絕緣膜覆蓋。
8.根據(jù)權(quán)利要求4、5或6所述的開(kāi)關(guān)電源電路，其中，所述絞合線(xiàn)帶、所述平織線(xiàn)或者所述層疊膜帶的兩個(gè)端部都被預(yù)焊，然后每個(gè)端部被焊接到引線(xiàn)上。
全文摘要
為了既提供具有同步整流電路的復(fù)合諧振變換器的高功率轉(zhuǎn)換效率，又通過(guò)簡(jiǎn)化電路而降低電路規(guī)模和成本，在復(fù)合諧振變換器的次級(jí)側(cè)提供了繞組電壓檢測(cè)系統(tǒng)的同步整流電路，通過(guò)將絕緣變換器變壓器(PIT)的間隙長(zhǎng)度設(shè)置為約1.5mm，將耦合系數(shù)降低到大約0.8，并且初級(jí)繞組(N1)和次級(jí)繞組(N2A和N2B)的匝數(shù)被設(shè)置使得次級(jí)繞組每匝(T)的感應(yīng)電壓是2V/T。從而，由于絕緣變換器變壓器(PIT)的磁芯處的磁通密度降低到特定值或更低，因此即使在大負(fù)載條件下，次級(jí)側(cè)的經(jīng)整流電流也可處于連續(xù)模式中。
文檔編號(hào)H02M3/28GK1701497SQ200480001018
公開(kāi)日2005年11月23日 申請(qǐng)日期2004年8月5日 優(yōu)先權(quán)日2003年8月6日
發(fā)明者安村昌之 申請(qǐng)人:索尼株式會(huì)社