專利名稱：具有有源箝位電路的開關(guān)電源裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種作為各種電子裝置電源使用的開關(guān)電源電路。
作為開關(guān)電源電路的開關(guān)變換器如逆向變換器和正向變換器已廣為人知。這些開關(guān)電路在開關(guān)操作中形成一矩形波，因此，對開關(guān)噪音的抑制就產(chǎn)生了限定。而且如大家所熟知它們工作特性的原因，對功率轉(zhuǎn)換效率的提高也會產(chǎn)生限定。
因此，人們已提議出由諧振型變換器設(shè)計制成的各種開關(guān)電源電路，諧振型變換器能使它穩(wěn)定地獲得高功率轉(zhuǎn)換效率，和實現(xiàn)噪音的降低，因為諧振型變換器在開關(guān)操作中能夠產(chǎn)生正弦波形。該諧振型變換器具有另一個優(yōu)點它可由相對較少的部件制成。
圖9和10分別表示使用諧振型變換器的現(xiàn)有技術(shù)開關(guān)電源電路的一個例子的電路圖。
該電壓諧振型變換器由外部激勵，例如，一MOS-FET用作開關(guān)裝置Q1。
一電容器Cr并聯(lián)在開關(guān)裝置Q1的漏極和源極之間。電容器Cr的電容和在絕緣換流變壓器PIT的初級繞組N1獲得的漏感形成一電壓諧振電路。該并聯(lián)諧振電路根據(jù)開關(guān)裝置Q1的開關(guān)操作執(zhí)行諧振操作。
一箝位二極管(所謂的本體二極管)DD并聯(lián)在在開關(guān)裝置Q1的漏極和源極之間。箝位二極管DD形成一在開關(guān)裝置斷開時間過程中流通的箝位電流的路徑。
開關(guān)裝置Q1的漏極與開關(guān)驅(qū)動器10中的振蕩電路11相連接。提供給振蕩電路11的漏極的輸出用于在開關(guān)頻率控制中變化地控制開關(guān)裝置Q1開關(guān)操作的導(dǎo)通時間。
開關(guān)裝置Q1是通過一由振蕩電路11和驅(qū)動電路12一體形成的開關(guān)驅(qū)動器10驅(qū)動開關(guān)操作的，為了能夠進行恒壓控制，開關(guān)裝置Q1的開關(guān)頻率可被變化地控制。順便地說一句，在此情況下，開關(guān)驅(qū)動器10例如可設(shè)置為一單個的集成電路。
開關(guān)驅(qū)動器10經(jīng)過啟動電阻Rs與整流過的平滑電壓Ei的線路相連接。開關(guān)驅(qū)動器10例如通過在供電開始時經(jīng)過啟動電阻Rs提供的電源電壓能夠啟動工作。
開關(guān)驅(qū)動器10中的振蕩電路11執(zhí)行振蕩操作以產(chǎn)生和輸出一振蕩信號。驅(qū)動電路12將該振蕩信號變換為一驅(qū)動電壓，然后將該驅(qū)動電壓輸出給開關(guān)裝置Q1的柵極。因此，開關(guān)裝置Q1根據(jù)振蕩電路11產(chǎn)生的振蕩信號執(zhí)行開關(guān)操作。因此，開關(guān)頻率和在開關(guān)裝置Q1一個開關(guān)循環(huán)周期中的導(dǎo)通/斷開時間的負載比就根據(jù)振蕩電路11產(chǎn)生的振蕩信號確定。
振蕩電路11根據(jù)通過光耦合器30輸入的二次側(cè)直流輸出電壓E0的電位改變振蕩信號的頻率fs。振蕩電路11改變開關(guān)頻率fs，同時還以在開關(guān)裝置Q1斷開的過程中時間段OFF是固定的和在開關(guān)裝置Q1導(dǎo)通的過程中時間段TON是變化的方式控制振蕩信號的波形。時間TON根據(jù)并聯(lián)諧振電容器Cr兩端的開關(guān)諧振脈沖電壓V1的電位被變化地控制。
由于振蕩電路11具有這樣的操作，二次側(cè)直流輸出電壓E0是穩(wěn)定的。
絕緣換流變壓器PIT將開關(guān)裝置Q1的開關(guān)輸出傳輸給開關(guān)電源電路的二次側(cè)。
如

圖11所示，絕緣換流變壓器PIT具有一E-E型鐵心，該鐵心是以鐵心CR1的磁心柱與鐵心CR2的磁心柱相對的方式通過結(jié)合例如由鐵氧體材料制成的E型鐵心CR1和CR2而形成的。一縫隙G以如圖所示的方式在E-E型鐵心的中間磁心柱中形成，初級繞組N1和次級繞組N2通過使用一分開式線圈架B以繞組相互分離的狀態(tài)纏繞在中間磁心柱上。因此，在初級繞組N1和次級繞組N2之間獲得所需耦合系數(shù)(例如k0.85)的松耦合狀態(tài)，由于耦合具有松散性，因此就不易獲得一飽和狀態(tài)。
該縫隙G通過使每個E型鐵心CR1和CR2的中間磁心柱短于每個E型鐵心CR1和CR2的兩個外側(cè)心柱而形成。
如圖9和10所示，絕緣換流變壓器PIT的初級繞組N1的端點與開關(guān)裝置Q1的漏極相連接，而初級繞組N1的起始點與整流過的平滑電壓Ei相連接。因此，初級繞組N1由開關(guān)裝置Q1的開關(guān)輸出供電，由此就會在初級繞組N1中產(chǎn)生周期對應(yīng)于開關(guān)裝置Q1開關(guān)頻率的交流電壓。
在絕緣換流變壓器PIT二次側(cè)的次級繞組N2中產(chǎn)生一初級繞組N1感應(yīng)的交流電壓。在圖9中，二次側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2與次級繞組N2并聯(lián)，在圖10中，二次側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2與次級繞組N2串聯(lián)。因此次級繞組N2的漏感L2和二次側(cè)并聯(lián)或串聯(lián)諧振電容器C2的電容形成一諧振電路。該諧振電路將次級繞組N2中感應(yīng)的交流電壓變換為一諧振電壓，由此在二次側(cè)獲得電壓諧振操作。
電源電路設(shè)有一并聯(lián)諧振電路以在一次側(cè)將開關(guān)操作變換為電壓諧振型操作，該并聯(lián)或串聯(lián)諧振電路在二次側(cè)提供電壓諧振操作。在本說明書中，如上所述在一次側(cè)和二次側(cè)設(shè)有諧振電路的開關(guān)變換器被稱之為“復(fù)合諧振型開關(guān)變換器”。
一包括橋式整流電路DBR和平滑電容器C0的整流和平滑電路設(shè)置在電源電路的二次側(cè)，由此就能獲得二次側(cè)直流輸出電壓E0。在圖9的電源電路中，通過二次側(cè)的橋式整流電路DBR提供一全波整流操作。在此情況下，橋式整流電路DBR通過二次側(cè)并聯(lián)諧振電路提供諧振電壓，然后產(chǎn)生二次側(cè)直流輸出電壓E0，其電位大致與次級繞組N2中感應(yīng)的交流電壓相等。在圖10的電源電路中，兩個整流二極管D01和D02以如圖所示的方式連接，以此二次側(cè)的整流電路形成一倍壓整流電路。因此，二次側(cè)的整流電路提供了二次側(cè)直流輸出電壓E0，其電位是次級繞組N2中獲得交流電壓的兩倍。
還經(jīng)過絕緣一次側(cè)與二次側(cè)的光耦合器30將二次側(cè)直流輸出電壓E0輸入給一次側(cè)開關(guān)驅(qū)動器10中的振蕩電路11。
就絕緣換流變壓器PIT的二次側(cè)工作過程來說，初級繞組N1的電感L1和次級繞組N2的電感L2之間的互感M根據(jù)初級繞組N1和次級繞組N2的極性(繞組方向)、整流二極管D01和D02之間的連接關(guān)系和次級繞組N2中感應(yīng)的交流電壓極性的改變而變?yōu)?M或-M。
例如，如圖12A所示的等效電路圖具有+M的互感，而如圖12B所示的等效電路圖具有-M的互感。
這個將應(yīng)用于圖9或圖10所示的絕緣換流變壓器PIT的二次側(cè)的工作過程中。次級繞組N2所獲得的交流電壓為正極性時，使整流電流在橋式整流電路DBR中流過的工作可被認為是+M工作狀態(tài)或是正向工作，而在次級繞組N2所獲得的交流電壓為負極性時，使整流電流在橋式整流電路DBR中流過的工作可被認為是-M工作狀態(tài)或是逆向工作。每次次級繞組N2所獲得的交流電壓為正極性或負極性時，該工作狀態(tài)的互感就分別變?yōu)?M或-M。
由于具有這樣的結(jié)構(gòu)，把隨一次側(cè)并聯(lián)諧振電路和二次側(cè)并聯(lián)諧振電路的效應(yīng)增加的功率提供給負載側(cè)，因此提供給負載側(cè)的功率也同樣多的增加，從而提高了最大負荷功率增加的速率。
這是可以實現(xiàn)的，因為在絕緣換流變壓器中初級繞組N1和次級繞組N2是以一種繞組相互分開以便相互形成松耦合的狀態(tài)纏繞的，因此就不易獲得飽和狀態(tài)。
如圖9或圖10所示電流的穩(wěn)定工作過程如下所述。
如上所述，一次側(cè)開關(guān)驅(qū)動器10中的振蕩電路11經(jīng)過光耦合器30由二次側(cè)直流輸出電壓E0供電。振蕩電路11根據(jù)所提供給的二次側(cè)直流輸出電壓E0電位的變化改變用于輸出的振蕩信號的頻率。這意味著一個改變開關(guān)裝置Q1開關(guān)頻率的操作。因此，一次側(cè)電壓諧振型變換器和絕緣換流變壓器PIT的諧振阻抗被改變，由此傳輸給絕緣換流變壓器PIT二次側(cè)的電能也被改變。因此，二次側(cè)直流輸出電壓E0被控制以便按所需的電位保持恒定。這就意味著電源是穩(wěn)定的。
圖9或圖10中所示的電源電路的振蕩電路11改變開關(guān)頻率時，開關(guān)裝置Q1斷開過程的時間段TOFF固定，而開關(guān)裝置Q1導(dǎo)通過程的時間段TON被變化地控制。更具體地說，通過變化地控制開關(guān)頻率作為恒壓控制操作，電源電路控制開關(guān)輸出的諧振阻抗，同時在開關(guān)循環(huán)周期內(nèi)控制開關(guān)裝置的導(dǎo)通角度。這種復(fù)合控制操作就能通過一單個控制電路系統(tǒng)實現(xiàn)。
圖13A，13B，13C，13D，13E和13F表示圖9和圖10所示的電源電路一次側(cè)電壓諧振型變換器工作的波形圖。圖13A，13B和13C各表示在交流輸入電壓VAC＝100V和最大負荷功率Pomax＝200W時一次側(cè)電壓諧振型變換器的工作圖。13D，13E和13F各表示在交流輸入電壓VAC＝100V和最小負荷功率Pomin＝0W或無負荷時一次側(cè)電壓諧振型變換器的工作圖。
開關(guān)裝置Q1在執(zhí)行開關(guān)操作時，一次側(cè)并聯(lián)諧振電路在時間段TOFF過程中實現(xiàn)諧振操作，開關(guān)裝置Q1在TOFF過程中是斷開的。因此，如圖13A和13D所示，并聯(lián)諧振電容器Cr兩端的并聯(lián)諧振電壓V1在時間段TOFF過程中形成一正弦諧振脈沖波形。
在時間段TOFF過程中所執(zhí)行的并聯(lián)諧振操作使一并聯(lián)諧振電流Icr流過并聯(lián)諧振電容器Cr以便大致形成一正弦波形，并在時間段TOFF過程中從正向變?yōu)樨撓?，如圖13C和13F所示。
圖13A與圖13D比較的結(jié)果表明開關(guān)頻率fs被控制為隨負荷功率Po的下降而升高，在以恒定的長度固定時間段TOFF和改變開關(guān)裝置Q1導(dǎo)通的時間段TON時，開關(guān)頻率fs改變。
如圖9和圖10所示形成的電壓諧振型變換器根據(jù)負荷功率的變化，改變并聯(lián)諧振電壓V1的電位。例如，在最大負荷功率Pomax＝200W時，并聯(lián)諧振電壓V1為550V，而在最小負荷功率Pomin＝0W時，并聯(lián)諧振電壓V1為300V。這就意味著并聯(lián)諧振電壓V1隨負荷功率的增加有升高的趨勢。
如圖13B和13E所示，在時間段TOFF過程中流過開關(guān)裝置Q1漏極或集電極的開關(guān)輸出電流IQ1是零電位，在時間段TON過程中以13B和13E所示的波形方式流動。開關(guān)輸出電流IQ1的電位還具有隨負荷功率P0的增加有升高的趨勢。例如，根據(jù)圖13B和13E，在最大負荷功率Pomax＝200W時，開關(guān)輸出電流IQ1為3.8A，而在最小負荷功率Pomin＝0W時，開關(guān)輸出電流IQ1為1A。
與圖9和10所示的電源電路的特性一樣，圖14表示在最大負荷功率Pomax＝200W時相對于交流輸入電壓VAC，開關(guān)頻率fs、開關(guān)循環(huán)周期中的時間段TOFF和TON及并聯(lián)諧振電壓V1變化的特性圖。
如圖所示，開關(guān)頻率fs對于交流輸入電壓VAC＝90V至140V時變化范圍為fs＝110KHz至140kHz。這就意味著根據(jù)直流輸入電壓的變化在二次側(cè)直流輸出電壓E0中獲得穩(wěn)定變化的工作過程。就交流輸入電壓VAC的變化來說，開關(guān)頻率能被控制以便隨交流輸入電壓VAC的電位升高而增加。
就一個開關(guān)循環(huán)周期中的時間段TOFF和TON來說，該附圖表示與開關(guān)頻率fs相比，時間段TOFF是恒定的，而時間段TON隨開關(guān)頻率fs的增加而縮短。
并聯(lián)諧振電壓V1也根據(jù)工業(yè)交流電源VAC的變化而變化；并聯(lián)諧振電壓V1的電位隨著交流輸入電壓VAC的增加而增加。
圖9和10所示構(gòu)造為通過復(fù)合控制方法穩(wěn)定二次側(cè)直流輸出電壓的電源電路根據(jù)圖13A至13F和圖14所示的負載條件和交流輸入電壓VAC的變化改變并聯(lián)諧振電壓V1的峰值電位。在接近最大負荷功率的重載條件下，作為100-V工業(yè)交流電源AC的交流輸入電壓VAC例如升高至140V時，更具體地說，并聯(lián)諧振電壓V1的最大值就會升高至700V，如圖14所示。
因此，對于100V的工業(yè)交流電源AC來說，就必須為并聯(lián)諧振電容器Cr和提供有并聯(lián)諧振電壓V1的開關(guān)裝置Q1選擇一種具有800V耐壓值的產(chǎn)品，而為了對于200V的工業(yè)交流電源AC來說，就必須為并聯(lián)諧振電容器Cr和開關(guān)裝置Q1選擇一種具有1200V耐壓值的產(chǎn)品。這樣就會導(dǎo)致并聯(lián)諧振電容器Cr和開關(guān)裝置Q1體積的變大和成本的提高。
此外，開關(guān)裝置的開關(guān)特性可以認為隨它的耐壓值增高而惡化。因此，為如上所述開關(guān)裝置Q1選擇的一種具有高耐壓值的產(chǎn)品由于開關(guān)操作而增加了功耗，還會降低功率轉(zhuǎn)換效率。
鑒于上述存在的問題，本發(fā)明的一個目的就是使構(gòu)造為復(fù)合諧振型開關(guān)變換器的開關(guān)電源電路能夠小型化，并提高其功率轉(zhuǎn)換效率。
根據(jù)本發(fā)明，提供一種包括如下所述的開關(guān)電源電路。
根據(jù)本發(fā)明的開關(guān)電源電路包括一開關(guān)器件，它具有一主開關(guān)裝置，用于中止所輸入的直流輸入電壓的輸出；一一次側(cè)并聯(lián)諧振電容器，用于形成一一次側(cè)并聯(lián)諧振電路，該并聯(lián)諧振電路將開關(guān)器件的操作變換為電壓諧振型操作；和一絕緣換流變壓器，具有一次側(cè)繞組和二次側(cè)繞組，用于將一次側(cè)繞組獲得的開關(guān)器件的輸出傳輸給二次側(cè)繞組，一次側(cè)繞組和二次側(cè)繞組以一所需的耦合系數(shù)纏繞成相互之間能形成松耦合。
二次側(cè)的開關(guān)電源電路包括一通過將二次側(cè)諧振電容器與二次側(cè)繞組相連接而形成的二次側(cè)諧振電路；一直流輸出電壓發(fā)生器，用于整流二次側(cè)繞組輸入的交流電壓，以此提供一直流輸出電壓。
開關(guān)電源電路的特征在于還包括一有源箝位器件，用于箝位主開關(guān)裝置斷開時間過程中一次側(cè)并聯(lián)諧振電容器兩端產(chǎn)生的一次側(cè)并聯(lián)諧振電壓，該有源箝位器件包括一通過自激振蕩驅(qū)動進行開關(guān)操作而被驅(qū)動的輔助開關(guān)裝置，和一開關(guān)驅(qū)動器件，該開關(guān)驅(qū)動器件用于通過驅(qū)動開關(guān)操作的主開關(guān)裝置實現(xiàn)恒壓控制以便對主開關(guān)裝置的開關(guān)頻率根據(jù)直流輸出電壓的電位進行可變控制和改變一個開關(guān)循環(huán)周期中的主開關(guān)裝置的導(dǎo)通/斷開時間。
上述一次側(cè)的結(jié)構(gòu)容許有源箝位器件箝位主開關(guān)裝置斷開時間過程中產(chǎn)生的并聯(lián)諧振電壓以此抑制諧振電壓。因此，具有較低耐壓值的產(chǎn)品可用于設(shè)置在電源電路的如開關(guān)裝置和一次側(cè)并聯(lián)諧振電容器元件這樣的部件中。
此外，有源箝位器件用具有簡單結(jié)構(gòu)的自激振蕩驅(qū)動電路驅(qū)動，該自激振蕩電路包括一通過纏繞絕緣換流變壓器一次側(cè)繞組的電線而形成的驅(qū)動繞組。因此，該有源箝位器件僅需要較少數(shù)量的部件，所以非常有助于特別是電源電路結(jié)構(gòu)的小型化。
圖1表示根據(jù)本發(fā)明第一實施例開關(guān)電源電路的電路結(jié)構(gòu)圖；圖2A，2B，2C，2D，2E，2F，2G，2H，2I，2J，2K，2L，2M，2N，2O和2P表示圖1開關(guān)電源電路中主要部件工作的波形圖；圖3表示根據(jù)本發(fā)明第二實施例開關(guān)電源電路的電路結(jié)構(gòu)圖；圖4A，4B，4C，4D，4E，4F，4G，4H，4I，4J，4K，4L，4M和4N表示圖3開關(guān)電源電路中主要部件工作的波形圖；圖5表示相對于負荷功率的功率轉(zhuǎn)換效率，開關(guān)頻率和導(dǎo)通/斷開時間段的特性圖，它是作為根據(jù)本發(fā)明第一實施例和第二實施例開關(guān)電源電路的特性；圖6表示相對于輸入電壓的功率轉(zhuǎn)換效率，開關(guān)頻率和導(dǎo)通/斷開時間段的特性圖，它是作為根據(jù)本發(fā)明第一實施例和第二實施例開關(guān)電源電路的特性；圖7表示根據(jù)本發(fā)明第三實施例開關(guān)電源電路的電路結(jié)構(gòu)圖；圖8表示根據(jù)本發(fā)明第四實施例開關(guān)電源電路的電路結(jié)構(gòu)圖；圖9表示現(xiàn)有技術(shù)開關(guān)電源電路結(jié)構(gòu)實例的電路圖；圖10表示現(xiàn)有技術(shù)開關(guān)電源電路另一種結(jié)構(gòu)實例的電路圖；圖11表示絕緣換流變壓器的剖視圖；圖12A和12B表示解釋絕緣換流變壓器的互感是+M和-M工作時的輔助等效電路圖；圖13A，13B，13C，13D，13E和13F表示現(xiàn)有技術(shù)開關(guān)電源電路工作的波形圖；圖14表示相對于交流輸入電壓來說解釋現(xiàn)有技術(shù)開關(guān)電源電路特性的輔助圖。
圖1表示根據(jù)本發(fā)明第一實施例開關(guān)電源電路的電路結(jié)構(gòu)圖，圖3表示根據(jù)本發(fā)明第二實施例開關(guān)電源電路的電路結(jié)構(gòu)圖。與圖9和10中的一樣，圖中所示的每個電源電路都是一種復(fù)合諧振型開關(guān)變換器，它在一次側(cè)設(shè)有一電壓諧振型變換器和在二次側(cè)設(shè)有一并聯(lián)諧振電路。因此，在此情況下，電源電路各自具有一個如圖11所示結(jié)構(gòu)的絕緣換流變壓器PIT。該絕緣換流變壓器對于根據(jù)下面所描述其它實施例的電源電路來說也是適用的。
圖1或圖3的電源電路一次側(cè)總體結(jié)構(gòu)包括一電壓諧振型變換器，它具有一主開關(guān)裝置Q1，基本上通過外部激勵執(zhí)行單端開關(guān)操作。此外，電源電路還具有一有源箝位電路20，用于箝位并行諧振電容器Cr兩端的并聯(lián)諧振電壓V1，這將在后面對此作出描述。在此情況下，一MOS-FET用作主開關(guān)裝置Q1和輔助開關(guān)裝置Q2。
根據(jù)第一和第二實施例的開關(guān)驅(qū)動器10與圖9所示的相同，例如，更具體地說，它具有一振蕩電路11和一驅(qū)動電路12。該振蕩電路11通過根據(jù)二次側(cè)直流輸出電壓E0的變化改變其振蕩頻率和根據(jù)一次側(cè)并聯(lián)諧振電壓V1的脈沖電位改變一個開關(guān)周期中其波形的負載比而產(chǎn)生一振蕩信號，然后將由此所產(chǎn)生的振蕩信號輸出給驅(qū)動電路12以驅(qū)動主開關(guān)裝置Q1。因此，主開關(guān)裝置Q1的開關(guān)頻率是根據(jù)負載的變化和交流輸入電壓的變化而變化的，同時，它在一個開關(guān)循環(huán)周期中的導(dǎo)通/斷開時間段也是變化的。
在第一和第二實施例中，特別是，由于有源箝位電路20的輔助開關(guān)裝置Q2是用一包括纏繞在絕緣換流變壓器PIT上的驅(qū)動繞組Ng的自激振蕩驅(qū)動電路驅(qū)動的，不僅一個開關(guān)循環(huán)周期中的主開關(guān)裝置Q1的導(dǎo)通時間，而且其斷開時間可被變化地控制。因此，在第一和第二實施例中，用復(fù)合控制方法進行的恒壓控制就可以通過改變?nèi)齻€參數(shù)(主開關(guān)裝置Q1的開關(guān)頻率，一個開關(guān)循環(huán)周期中的主開關(guān)裝置Q1的導(dǎo)通時間段和斷開時間段)而實現(xiàn)。
在此情況下，有源箝位電路20由輔助開關(guān)裝置Q2、箝位電容器CCL和箝位二極管DD2形成。一所謂的本體二極管，例如，選擇為箝位二極管DD2。一種驅(qū)動輔助開關(guān)裝置Q2的驅(qū)動電路系統(tǒng)包括驅(qū)動繞組Ng、電容器Cg和電阻R1和R2。
箝位二極管DD2并聯(lián)在輔助開關(guān)裝置Q2的漏極和源極之間。在此情況下，箝位二極管DD2的陽極與輔助開關(guān)裝置Q2的源極相連接，而箝位二極管DD2的陰極與輔助開關(guān)裝置Q2的漏極相連接。輔助開關(guān)裝置Q2的漏極與箝位電容器CCL的一端相連接，而箝位電容器CCL的另一端與一將整流過的平滑電壓Ei和初級繞組N1的起始點相連接的節(jié)點相連接。輔助開關(guān)裝置Q2的源極與初級繞組N1的末端點相連接。因此，第一和第二實施例中的有源箝位電路20通過將箝位電容器CCL與輔助開關(guān)裝置Q2和箝位二極管DD2組成的并聯(lián)電路相串聯(lián)而形成。由此形成的該電路與絕緣換流變壓器PIT的初級繞組N1相并聯(lián)。
如圖所示，由電阻R1，電容器Cg和包括在驅(qū)動輔助開關(guān)裝置Q2的驅(qū)動電路系統(tǒng)中的驅(qū)動繞組Ng組成的串聯(lián)電路與輔助開關(guān)裝置Q2的柵極相連接。該串聯(lián)電路形成驅(qū)動輔助開關(guān)裝置Q2的自激振蕩驅(qū)動電路。驅(qū)動繞組Ng通過將電線纏繞在絕緣換流變壓器PIT初級繞組N1的末端點側(cè)上而形成，在此情況下繞組匝數(shù)，例如為1T(匝)。因此，在驅(qū)動繞組Ng中就會產(chǎn)生由初級繞組N1獲得的交流電壓而感應(yīng)的電壓。在此情況下，由于它們繞組方向之間的關(guān)系，驅(qū)動繞組Ng中獲得的電壓與初級繞組N1的電壓極性相反。必須注意驅(qū)動繞組Ng的匝數(shù)是1T時，驅(qū)動繞組Ng的實際工作是能夠保證的；然而，繞組的匝數(shù)并不局限于1T。
電阻R2位于絕緣換流變壓器PIT的初級繞組N1和驅(qū)動繞組Ng的節(jié)點之間。
如圖1所示，電源電路在二次側(cè)設(shè)有二次側(cè)并聯(lián)諧振電路和一半波整流電路，該并聯(lián)諧振電路由次級繞組N2和二次側(cè)諧振電容器C2組成，半波整流電路與次級繞組N2的起始點側(cè)相連接，由一整流二極管D0和一平波電容器C0組成?？商鎿Q地，如圖3所示，電源電路在二次側(cè)設(shè)有二次側(cè)串聯(lián)諧振電路和一倍壓半波整流電路，該串聯(lián)諧振電路由次級繞組N2和二次側(cè)串聯(lián)諧振電容器C2組成，該倍壓半波整流電路由一組整流二極管D01和D02及一平波電容器C0組成。任一種半波整流電路都能夠提供二次側(cè)直流輸出電壓E0。
圖2A，2B，2C，2D，2E，2F，2G，2H，2I，2J，2K，2L，2M，2N，2O和2P主要表示圖1開關(guān)電源電路中一次側(cè)開關(guān)工作的波形圖。更具體地說，這些附圖表示設(shè)有有源箝位電路20的電壓諧振型變換器的工作圖2A至2P表示圖1的電路結(jié)構(gòu)對于AC100V時獲得的工作圖。圖2A至2H表示在交流輸入電壓VAC＝100V和最大負荷功率Pomax＝200W條件下電路部件的工作圖。圖2I至2P分別表示在交流輸入電壓VAC＝100V和最小負荷功率Pomin＝2W的條件下與圖2A至2H相同電路部件的工作圖。
首先，下面將描述圖2A至2H所示的最大負荷功率Pomax＝200W時的工作過程。
主開關(guān)裝置Q1在時間段TON過程中被控制導(dǎo)通，輔助開關(guān)裝置Q2在時間段TON過程中被控制以保持在斷開狀態(tài)。
如圖2B的波形所示，一開關(guān)輸出電流I1在時間段TON過程中流過主開關(guān)裝置Q1的漏極。該開關(guān)輸出電流I1經(jīng)過絕緣換流變壓器PIT的初級繞組N1的漏感L1流向主開關(guān)裝置Q1。在此時間過程中開關(guān)輸出電流I1具有一個開始從負向變換為正向的波形，如圖2B所示的時間段TON。在此時間過程中開關(guān)輸出電流I1以負向流動，箝位二極管DD1導(dǎo)通，在并聯(lián)諧振電容器Cr在先前時間段td2的末端完成放電后開關(guān)輸出電流IQ1流過箝位二極管DD1和初級繞組N1。
在開關(guān)輸出電流I1從負向變換為正向的時間過程中，如圖2B所示，主開關(guān)裝置Q1通過ZVS(零電壓開關(guān))和ZCS(零電流開關(guān))導(dǎo)通。
在下一個時間td1過程中，主開關(guān)裝置Q1斷開，由此已流過初級繞組N1的電流就流向并聯(lián)諧振電容器Cr。如圖2F所示，在此時間過程中流過并聯(lián)諧振電容器Cr的電流Icr就會產(chǎn)生一正極性的脈沖型波形。這就表示部分諧振模式的工作。在此時間過程中，由于并聯(lián)諧振電容器Cr與主開關(guān)裝置Q1相并聯(lián)，主開關(guān)裝置Q1就用ZVS關(guān)斷。
在下一個時間過程中，輔助開關(guān)裝置Q2被控制以處于導(dǎo)通狀態(tài)，主開關(guān)裝置Q1被控制以處于斷開狀態(tài)。該時間對應(yīng)于圖2C中輔助開關(guān)裝置Q2兩端電壓V2處于零電位過程中的時間段TON2。
時間段TON2是一個有源箝位電路20工作的時間段，其中該有源箝位電路執(zhí)行下面的操作。
并聯(lián)諧振電容器Cr用從初級繞組N1流過的電流充電，由此在初級繞組N1獲得的電壓在時間段TON2開始時等于或高于箝位電容器CCL1兩端的電壓電平。
因此，與輔助開關(guān)裝置Q2相并聯(lián)的箝位二極管DD2的導(dǎo)通狀態(tài)是令人滿意的，因此箝位二極管DD2就能導(dǎo)通。然后一電流經(jīng)過一路徑從箝位二極管DD2流向箝位電容器CCL1，該箝位電流ICL在時間TON2開始后提供一從負向接近于零電位的鋸齒波形，如圖2E所示。
箝位電容器CCL1的電容選擇為并聯(lián)諧振電容器Cr電容的50倍或更大，例如，絕大部分電流作為箝位電流ICL流向箝位電容器CCL1，很少部分電流流向并聯(lián)諧振電容器Cr。
因此，在時間段TON2過程中，作用于主開關(guān)裝置Q1諧振電壓V1的傾斜度是平緩的，由此就能獲得并聯(lián)諧振電壓V1上的箝位操作。因此，圖9和10現(xiàn)有技術(shù)電路中的諧振電壓V1具有550V的電位時，第一和第二實施例中的諧振電壓V1就能被抑制在300V。
然后，圖2E所示的箝位電流ICL從負向變換為正向。輔助開關(guān)裝置Q2在箝位電流ICL從負向到正向變換的定時關(guān)系中用ZVS和ZCS導(dǎo)通。
在輔助開關(guān)裝置Q2的導(dǎo)通狀態(tài)下，由于在此狀態(tài)下獲得的一次側(cè)并聯(lián)諧振電路的諧振效應(yīng)，該箝位電流ICL流過初級繞組N1和箝位電容器CCL，然后從輔助開關(guān)裝置Q2的漏極流向源極，同時形成一個如圖2E所示在正向增加的波形。
雖然未圖示，一作用于輔助開關(guān)裝置Q2柵極上的電壓是在驅(qū)動繞組Ng中感應(yīng)的電壓，它形成一矩形脈沖波形。
使得一流過輔助開關(guān)裝置Q2柵極的柵極流入電流Ig流動以便在時間段td1的末端之后和時間td2過程中通過一由電容Cg和電阻R2形成的微分電路形成一如圖2D所示的微分波形。時間段td1和td2是主開關(guān)裝置Q1和輔助開關(guān)裝置Q2斷開過程中的閥值時間段；該閥值時間段通過柵極流入電流Ig的流動保持。
時間段TOFF是在輔助開關(guān)裝置Q2兩端的電壓V2開始上升時結(jié)束的，因為輔助開關(guān)裝置Q2已被導(dǎo)通，在時間段TOFF過程中該電壓被設(shè)定為零電位。然后，并聯(lián)諧振電容器Cr將電流輸出給初級繞組N1。這就表示部分諧振操作。在此時間過程中作用于主開關(guān)裝置Q1的并聯(lián)諧振電壓V1的傾斜度陡峭的，因為并聯(lián)諧振電容器Cr的電容較小。因此，如圖2A所示，并聯(lián)諧振電壓VI迅速下降為零電位。
然后，輔助開關(guān)裝置Q2就開始斷開。在此情況下，由于并聯(lián)諧振電壓V1以一定的傾斜度下降，輔助開關(guān)裝置Q2就用ZVS關(guān)斷。
由于并聯(lián)諧振電容器Cr的放電，由輔助開關(guān)裝置Q2斷開而產(chǎn)生的電壓不會急劇上升。該工作過程就是例如如圖2C所示的輔助開關(guān)裝置Q2兩端的電壓V2一樣，其中該電壓具有一個在時間段td2內(nèi)以一定傾斜度從零電位到峰值電位轉(zhuǎn)變的波形。
輔助開關(guān)裝置Q2兩端的電壓V2在輔助開關(guān)裝置Q2斷開的時間段TOFF2過程中例如具有一個300V的電位，然后在時間段td1過程中產(chǎn)生一個從300V向零電位的轉(zhuǎn)變，時間段td1是時間段TOFF2的開始時間段，如上所述，在時間段td2過程中產(chǎn)生一個從零電位向300V的轉(zhuǎn)變，時間段td2是時間段TOFF2的結(jié)束時間段。此后，對于每個開關(guān)循環(huán)周期來說如上所述的工作過程重復(fù)進行。
對于二次側(cè)的工作過程來說，圖2G表示二次側(cè)并聯(lián)或串聯(lián)諧振電容器C2兩端的二次側(cè)交流電壓V3，圖2H表示在二次側(cè)整流二極管D0中流過的二次側(cè)整流電流10。
二次側(cè)交流電壓V3在時間段DON過程中箝位在二次側(cè)直流電壓E0的電位上，二次側(cè)整流二極管D01在時間段DON過程中是導(dǎo)通的，因此處于導(dǎo)通狀態(tài)，該二次側(cè)交流電壓V3表示一個在時間段DOFF過程中在負極性方向具有一峰值的正弦波形，二次側(cè)整流二極管D01在時間段DOFF過程中處于截止狀態(tài)。
二次側(cè)整流電流I0在時間段DOFF過程中具有零電位，并在時間段DON過程中以圖2H所示的方式流動。
在負荷功率降低至最小負荷功率Pomin＝20W的條件下，例如，圖2A至2H所示部件的工作波形分別是以圖2I至2P所示的方式改變的。
例如，圖2A和2I中一次側(cè)并聯(lián)諧振電壓V1的比較結(jié)果表明圖2I所示的波形具有一個非常顯著地較短時間段TON，與圖2A相比較，主開關(guān)裝置Q1在時間段TON過程中是導(dǎo)通的。因此，在最大負荷功率的情況下，圖2I所示的開關(guān)頻率高于圖2A所示的開關(guān)頻率。必須注意主開關(guān)裝置Q1斷開過程中的時間段TOFF實際上稍有變化。
這就表明一次側(cè)的主開關(guān)裝置Q1能被控制使其開關(guān)頻率隨著負荷功率的降低和二次側(cè)輸出電壓E0的升高而升高，與此同時，它還表明在主開關(guān)裝置Q1一個開關(guān)循環(huán)周期中的導(dǎo)通/斷開時間段是可以被變化地控制。因此，它表明了一種用復(fù)合控制方法進行恒壓控制的操作，該復(fù)合控制方法可變化地控制上述三個參數(shù)開關(guān)頻率fs，時間段TON，和時間段TOFF。
另一方面，輔助開關(guān)裝置Q2根據(jù)驅(qū)動繞組Ng中獲得的電壓波形進行定時驅(qū)動。驅(qū)動繞組Ng獲得的電壓是由初級繞組N1中產(chǎn)生的交流電壓感應(yīng)的。因此，在與以上述方式控制的主開關(guān)裝置Q1的開關(guān)操作同步的過程中，輔助開關(guān)裝置Q2的導(dǎo)通時間段TON2和斷開時間段TOFF2被改變。因而，輔助開關(guān)裝置Q2的開關(guān)頻率也被可變地控制。
更具體地說，根據(jù)第一和第二實施例，即使輔助開關(guān)裝置Q2通過自激振蕩系統(tǒng)驅(qū)動，輔助開關(guān)裝置Q2的導(dǎo)通/斷開時間段也可以隨主開關(guān)裝置Q1的導(dǎo)通/斷開時間段的變化而進行可變控制。這是因為驅(qū)動輔助開關(guān)裝置Q2的電壓電位是根據(jù)負荷改變和整流過的平滑電壓Ei的改變隨驅(qū)動繞組Ng感應(yīng)的電壓變化而變化。
即使在這樣輕負荷的條件下，圖2I至2P所示的以模式1至5定時實現(xiàn)的操作也能夠抑制一次側(cè)并聯(lián)諧振電壓V1的峰值電位，例如，還能將輔助開關(guān)裝置Q2兩端的電壓V2的峰值電位抑制在大約240V。特別是一次側(cè)并聯(lián)諧振電壓V1在最小負荷功率時抑制在150V。
獲得如圖2A至2P所示的實驗結(jié)果時，圖1電源電路中主要部件所選擇的值在下面示出作為參考用。
首先，主開關(guān)裝置Q1選擇一種具有400V/10A低通電阻的產(chǎn)品，輔助開關(guān)裝置Q2選擇一種具有400V/3A低通電阻的產(chǎn)品。
下面表示其它部件所選擇的值。
并聯(lián)諧振電容器Cr＝3300pF箝位電容器CCL＝0.1μF二次側(cè)并聯(lián)諧振電容器C2＝0.01μF初級繞組N1＝次級繞組N2＝43T電容器Cg＝0.33μF電阻R1＝22Ω電阻R2＝100Ω選擇這些部件時，可變開關(guān)頻率fs范圍將被設(shè)定為，例如100kHz至150kHz。
作為圖1電源電路的特性，圖5表示DC→DC功率轉(zhuǎn)換效率η，主開關(guān)裝置Q1的開關(guān)頻率fs和時間段TON、時間段TOFF相對于負荷功率Po的關(guān)系。圖中所示的特性是在AC200V條件下獲得的，因此該特性是在整流過的平滑恒壓Ei＝250V條件下測出的。
如圖所示，PWM控制使得在主開關(guān)裝置Q1導(dǎo)通過程中的時間段TON隨負荷功率增加而延長，同時主開關(guān)裝置Q1斷開過程中的時間段TOFF即使在短于時間段TON程度的情況下也被延長。此外，與此同時，開關(guān)頻率能被控制降低。
如圖所示，一次側(cè)并聯(lián)諧振電壓V1隨負荷加重而稍微有所增加時，并聯(lián)諧振電壓V1被抑制在600V的范圍內(nèi)。
所獲得的結(jié)果表明功率轉(zhuǎn)換效率在輕負荷如負荷功率Po＝50W時大約為92％，而在負荷功率Po＝100W或更大時，功率轉(zhuǎn)換效率保持在94％或更高。
作為圖1電源電路的特性，圖6表示DC→DC功率轉(zhuǎn)換效率η，主開關(guān)裝置Q1的開關(guān)頻率fs和時間段TON、時間段TOFF相對于直流輸出電壓的關(guān)系。圖中所示的特性是在負荷功率Po＝200W條件下獲得的。
在此情況下，主開關(guān)裝置Q1導(dǎo)通過程中的時間段TON被控制使其隨整流過的平滑電壓Ei的增加而被縮短，同時主開關(guān)裝置Q1斷開過程中的時間段TOFF以一平緩的傾斜度被延長。此外，總的來說，開關(guān)頻率fs被控制以隨著整流過的平滑電壓Ei的增加而升高。
一次側(cè)并聯(lián)諧振電壓V1隨著整流過的平滑電壓Ei的增加而升高時，例如即使Ei＝400V時，并聯(lián)諧振電壓V1也能被抑制在V1＝800V或更小。
不管整流過的平滑電壓Ei發(fā)生任何變化，功率轉(zhuǎn)換效率都會保持在94％或更高。
從迄今為止所作的描述中可以明白圖1中的電路箝位主開關(guān)裝置Q1斷開時間過程中所產(chǎn)生的并聯(lián)諧振電壓V1以抑制其電位。此外，即使例如在最大負荷條件下當(dāng)AC100V升高至大約VAC＝144V時，并聯(lián)諧振電壓V1也能被抑制在大約300V。即使在AC200V的情況下，它也能夠在正常操作下將并聯(lián)諧振電壓V1的峰值電位最大值抑制在大約600V。因此，作為圖1中電路的主開關(guān)裝置Q1，對于AC100V來說可選擇一種具有400V耐壓值的產(chǎn)品，對于AC200V來說可選擇一種具有800V耐壓值的產(chǎn)品。因此它能夠使用一種比圖9和10所示電路耐壓值低的產(chǎn)品。此外，一種具有同等低耐壓值的產(chǎn)品可用于輔助開關(guān)裝置Q2。
因此，圖1中所示的開關(guān)裝置電路的特性相對于圖9和10所示的電路的特性來說已得到改進。例如，開關(guān)裝置是一個MOS-FET時，它的導(dǎo)通電阻就被降低了，由此導(dǎo)致功率轉(zhuǎn)換效率的提高。例如，所獲得的實驗結(jié)果表明圖9和10所示電路的功率轉(zhuǎn)換效率為92％，而圖1所示電路的功率轉(zhuǎn)換效率為93％(在交流輸入電壓VAC＝100V的情況下)。
而且，第一和第二實施例通過復(fù)合控制方法實現(xiàn)一種操作，該復(fù)合控制方法可變化地控制上述三個參數(shù)開關(guān)裝置的開關(guān)頻率、導(dǎo)通時間段和斷開時間段，由此擴大了恒壓控制的范圍。
而且，由于開關(guān)裝置可以選擇一種具有低耐壓值的產(chǎn)品，該開關(guān)裝置就能被小型化。例如，作為用于圖9和10電路中的開關(guān)裝置，就需要具有1000V或更高耐壓值的產(chǎn)品，因此導(dǎo)致包裝體積相對地較大。另一方面，在圖1電路中較小包裝的產(chǎn)品可用作開關(guān)裝置Q1和Q2。
而且，由于并聯(lián)諧振電壓V1的電位受到抑制，一種具有比圖9所示和10所示電路耐壓值低的產(chǎn)品可用作圖1電路中的并聯(lián)諧振電容器Cr。因此，該并聯(lián)諧振電容器Cr也能被小型化。
由于圖1中所示的電源電路根據(jù)負荷功率的變化可變化地控制一次側(cè)開關(guān)變換器的開關(guān)頻率，該電源電路在負荷發(fā)生短路時工作以降低開關(guān)頻率。
例如，圖9和10的電路降低了開關(guān)頻率，由此負荷發(fā)生短路時延長了開關(guān)裝置的導(dǎo)通時間，因此作用于開關(guān)裝置和并聯(lián)諧振電容器上的電壓就升高了。所以該電源電路就必須設(shè)有一種通過限制負荷發(fā)生短路時產(chǎn)生的電壓和電流的高電位以保護開關(guān)裝置的保護電路。
另一方面，根據(jù)第一和第二實施例的電源電路根據(jù)負荷的變化僅以很小程度改變并聯(lián)諧振電壓V1，因此即使開關(guān)頻率在負荷發(fā)生短路時而被降低，也能控制并聯(lián)諧振電壓V1的升高。所以它就能省去處理負荷發(fā)生短路時用的保護電路。
特別是第一和第二實施例的特征在于包括自激振蕩驅(qū)動電路系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括驅(qū)動繞組Ng，電容器Cg和電阻R1和R2以驅(qū)動開關(guān)操作的有源箝位電路20中的輔助開關(guān)裝置Q2。
作為驅(qū)動開關(guān)操作的輔助開關(guān)裝置Q2的另一種結(jié)構(gòu)，一種用復(fù)合控制驅(qū)動輔助開關(guān)裝置Q2的外部振蕩驅(qū)動電路可另設(shè)在開關(guān)驅(qū)動器10中。更具體地說，主開關(guān)裝置Q1和輔助開關(guān)裝置Q2都用一電路如一外部振蕩IC驅(qū)動。然而，對于這樣的結(jié)構(gòu)來說，它就必須提供一種能夠同時實現(xiàn)主開關(guān)裝置Q1的開關(guān)頻率控制和PWM控制的外部振蕩電路系統(tǒng)和一種能夠同時實現(xiàn)輔助開關(guān)裝置Q2的開關(guān)頻率控制和PWM控制的外部振蕩電路系統(tǒng)。因此，該電路結(jié)構(gòu)就變得比較復(fù)雜，而且增加了部件的數(shù)量，從而妨礙了電源電路的小型化。
另一方面，對于根據(jù)上述第一和第二實施例的結(jié)構(gòu)來說，驅(qū)動輔助開關(guān)裝置Q2的電路系統(tǒng)就具有非常簡單的電路結(jié)構(gòu)，它包括僅有1T纏繞在絕緣換流變壓器PIT上的繞組，兩個電阻和單個電容器，就能實現(xiàn)與外部振蕩驅(qū)動電路所完成的相同操作。
圖7表示根據(jù)本發(fā)明第三實施例開關(guān)電源電路的電路結(jié)構(gòu)圖，圖8表示根據(jù)本發(fā)明第四實施例開關(guān)電源電路的電路結(jié)構(gòu)圖。在圖中，與圖1中相同的部件用相同的參考標號表示，對它們的描述就省略了。
如圖7和8所示，選擇一種IGBT(絕緣柵雙極晶體管)作為電源電路一次側(cè)的主開關(guān)裝置Q1和輔助開關(guān)裝置Q2。否則，一次側(cè)的結(jié)構(gòu)就與圖1所示的電路結(jié)構(gòu)相同。
由于具有這樣的結(jié)構(gòu)，它就能夠獲得與圖1所示電路結(jié)構(gòu)相同的效果，例如，通過選擇IGBT，也能獲得較高的功率轉(zhuǎn)換效率。
在圖中所示的電源電路的二次側(cè)，兩個整流二極管D01和D02及兩個平滑電容器C01和C02以圖中所示的方式與二次側(cè)并聯(lián)諧振電路相連接由此形成一倍壓整流電路。因此，一在平滑電容器C01正極端和二次側(cè)接地之間獲得的電壓，即，二次側(cè)直流電壓E0具有一個是次級繞組N2獲得交流電壓兩倍的電位。所以，即使與連接一正常等壓整流電路時而獲得電位相等的電壓電位滿足二次側(cè)直流電壓E0電位的需要，次級繞組N2的線圈匝數(shù)也可以降低為1/2，由此例如能夠使絕緣換流變壓器PIT盡可能地小型化。
二次側(cè)中的諧振電路并不局限于圖中所示的結(jié)構(gòu)，如圖3所示的二次側(cè)串聯(lián)諧振電路也可使用。
應(yīng)該明白本發(fā)明的實施例并不局限于附圖所示的結(jié)構(gòu)。例如，在上述實施例中，MOS-FET，BJT(雙極結(jié)型晶體管)或IGBT用作主開關(guān)裝置和輔助開關(guān)裝置；然而，其它裝置如SIT(靜電感應(yīng)可控硅)也可以使用。而且，通過外部振蕩驅(qū)動主開關(guān)裝置Q1的開關(guān)驅(qū)動器的結(jié)構(gòu)也不必局限于附圖中所示的那些；它可修改為所需的合適電路結(jié)構(gòu)。此外，在二次側(cè)包括二次側(cè)諧振電路的整流電路不必局限于本發(fā)明實施例中附圖所示的結(jié)構(gòu)；該整流電路可使用不同的電路結(jié)構(gòu)。
權(quán)利要求
1.一種開關(guān)電源電路，它包括一開關(guān)器件，它具有一主開關(guān)裝置，用于中止所輸入的直流輸入電壓的輸出；一次側(cè)并聯(lián)諧振電容器，用于形成一次側(cè)并聯(lián)諧振電路，該并聯(lián)諧振電路將上述開關(guān)器件的操作變換為電壓諧振型操作；一絕緣換流變壓器，它具有一初級繞組和一次級繞組，用于將初級繞組獲得的上述開關(guān)器件的輸出傳輸給次級繞組，初級繞組和次級繞組能被纏繞成以一所需的耦合系數(shù)在它們相互之間形成松耦合；二次側(cè)諧振電路，它通過將二次側(cè)諧振電容器與上述次級繞組相連接而形成；一直流輸出電壓發(fā)生器，用于整流上述次級繞組輸入的交流電壓，以此提供直流輸出電壓；一有源箝位器件，用于箝位上述主開關(guān)裝置斷開時間過程中上述一次側(cè)并聯(lián)諧振電容器兩端產(chǎn)生的一次側(cè)并聯(lián)諧振電壓，該有源箝位器件包括一通過自激振蕩驅(qū)動進行開關(guān)操作而被驅(qū)動的輔助開關(guān)裝置；和一開關(guān)驅(qū)動器件，該開關(guān)驅(qū)動器件用于通過驅(qū)動開關(guān)操作的上述主開關(guān)裝置實現(xiàn)恒壓控制使得上述主開關(guān)裝置的開關(guān)頻率根據(jù)上述直流輸出電壓的電位進行可變控制，同時改變一個開關(guān)循環(huán)周期中的上述主開關(guān)裝置的導(dǎo)通/斷開時間段。
2.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征在于上述輔助開關(guān)裝置是通過在驅(qū)動繞組中獲得的自激振蕩開關(guān)輸出而驅(qū)動的，該驅(qū)動繞組通過纏繞上述初級繞組的電線而形成。
3.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征在于上述諧振電路通過將二次側(cè)諧振電容器與上述次級繞組并聯(lián)或串聯(lián)而形成。
4.如權(quán)利要求1所述的開關(guān)電源電路，其特征在于上述輔助開關(guān)裝置由一MOS-FET或一絕緣柵雙極晶體管(IGBT)形成。
全文摘要
一種有源箝位電路設(shè)置在復(fù)合諧振型開關(guān)變換器一次側(cè),該變換器在一次側(cè)具有一電壓諧振型變換器電路和在二次側(cè)具有一并聯(lián)諧振電路。該有源箝位電路箝位一次側(cè)并聯(lián)諧振電容器兩端產(chǎn)生的并聯(lián)諧振電壓脈沖以此抑制該并聯(lián)諧振電壓脈沖的電位。因此,可為設(shè)置在電源電路中的如開關(guān)裝置和一次側(cè)并聯(lián)諧振電容器等元件選擇低耐壓值的產(chǎn)品。有源箝位電路的輔助開關(guān)裝置Q2由自激振蕩電路驅(qū)動,提高了功率轉(zhuǎn)換效率和使電源電路小型化。
文檔編號H02M3/338GK1324141SQ0111778
公開日2001年11月28日 申請日期2001年5月17日 優(yōu)先權(quán)日2000年5月17日
發(fā)明者安村昌之 申請人:索尼株式會社