專利名稱：低損耗可調諧鐵電器件及表征方法
技術領域：
本發(fā)明的發(fā)明領域是鐵電體的可調諧的電子器件與電子元件。
背景技術：
可變電容器的優(yōu)點在于通過改變電容對應不同電容值可以得到不同的電子響應。但是，目前可變電容器或可調電容器的實現結構使其在性能上和實際使用中有著顯著局限性。當可變電容器用于調諧收音機時，可移動平行板結構電容器體積大、有損耗、有噪聲，通常只能在一個有限頻段范圍內工作，或者具有任何這類局限性?！皳p耗”元件或器件具有很高的插入損耗(IL)，插入損耗(IL)指元件消耗功率與傳送給負載的功率的比值。電子變容二極管是一種電容隨外加電壓變化而變化的半導體器件。典型的變容二極管是有損耗、有噪聲的，且因此通常不能有效應用于高頻領域，尤其是高于200MHz的頻率。因此，它們不適用于調諧那些插入損耗嚴重的器件，諸如在無線應用方面的過濾器和多路復用器，尤其在使用碼分多址(CDMA)的情況下。另一種提供可變電容的實現手段是微電子機械系統(MEMS)。這是一種微型開關器件，它在物理上是根據外加信號來選擇不同的電容器。但是，MEMS通常費用高昂，可靠性差，需要實際控制電壓，并且只能提供一系列離散的預選電容值。
由于鐵電材料的介電常數是可變的，所以鐵電材料是制造可調電容器或其它可調諧元件的極好候選材料。但是，在目前使用的測量與表征技術條件下，無論如何利用加工技術、摻雜技術或其它制造技術改進可調諧鐵電元件的損耗特性，可調諧鐵電元件始終和實質地總是有損耗的。它們因此而無法得到廣泛應用。人們發(fā)現在射頻或微波區(qū)段工作的鐵電可調諧元件損耗尤其大。例如，在雷達應用中的實踐經驗可以證實這一觀察發(fā)現，傳統的塊狀(厚度大于約1.0mm)鐵電材料具有很高的射頻或微波損耗，尤其當期望進行最大化調諧操作時。通常，除非采取改進(減小)損耗的處理步驟，大多數鐵電材料都是有損耗的。這些步驟包括但不限于(1)在沉積處理之前進行退火處理和在沉積處理之后進行退火處理或者在之前之后都進行退火處理，以便彌補O2的空缺，(2)使用過渡層以減小表面應力，(3)攙混或緩沖以其它材料以及(4)選擇性摻雜。
近年來，在有限范圍內對低功率元件進行調諧這樣一種需要逐漸增大，人們的興趣已經轉向使用薄膜鐵電材料而不再是塊狀鐵電材料。但是，薄膜鐵電材料仍繼續(xù)面臨著高鐵電損耗的假定前提。傳統的寬帶測量技術支持了該假定前提，即，無論其是塊狀的還是薄膜形式的，可調諧鐵電元件實質上都具有損耗。
典型地通過諸如LRC計、阻抗分析儀或網絡分析儀之類的裝置獲得對鐵電電容器電容值的寬帶測量結果。通過功率測量結果，可以計算出電容器的損耗值。損耗值的倒數定義為品質因子(“Q”)。因此，損耗器件具有較小的Q值而較高功效的器件則具有較大的Q值。利用傳統測量技術獲得的電容在約0.5pF-1.0pF內、工作在1.8GHz-2.0GHz頻率范圍內的鐵電電容器的Q測量值典型地應在10-50的范圍內。效率如此之低是人們所無法接受的，并且因此人們認為鐵電可調諧元件不適合廣泛使用。例如，在無線通信中，在約2GHz的頻率處要求Q大于80，優(yōu)選地大于180，更優(yōu)選地大于350。
如后面將要說明的那樣，傳統的鐵電元件的制造、測量與表征是不恰當的。因此，人們通常都假定鐵電可調諧元件損耗很大，其L-波段的Q值在10-50的范圍內。鐵電可調諧器件在其它波段也被認為Q值很小因而為大多數應用所不能接受。

發(fā)明內容
現有技術中，測試鐵電膜的損耗或其倒數Q的方法是有缺陷的?，F有技術方法通常使用寬帶測試方法和非集成元件。通常沒有全面考慮到測試方法與被測器件的全部損耗機理。這就使得研究者相信鐵電材料是有損耗的。
本發(fā)明提供了窄帶測試方法以及元件的集成化。它考慮到了全部損耗機理，并且加以消除或最小化減低。這就使得測試結果更加精確，結果表明有一些鐵電材料的損耗比以前的預想得要小很多。
利用這種測試方法，可以成功地對鐵電膜材料進行研究，以在損耗、可調諧性以及其它參數之間尋求理想的折衷?？梢詷嬙斐龅蛽p耗可調諧的鐵電器件。可以構造出一種低損耗的鐵電可調電容器。這種電容器可以用作許多有可調諧性需要和低損耗需求的應用的構件塊，這些應用的低損耗需求使得其它可調諧器件因無法滿足要求而被排除。一個實例應用是在無線通信裝置中。
附圖的簡要說明通過研讀附圖可以部分地獲知本發(fā)明在其結構和工作特性方面的詳細內容，附圖中相同附圖標記指代相同的部分，在這些附圖中

圖1是利用薄鐵電膜制成的交叉指型電容器的俯視圖；圖2是根據本發(fā)明所述的可調鐵電間隙電容器的截面圖；圖3的圖表用于說明間隙寬度、鐵電層厚度以及電容值之間的關系；圖4是根據本發(fā)明所述的鐵電疊層電容器的俯視圖。
圖5是圖4所示疊層電容器的局部放大視圖。
圖6示出了根據本發(fā)明所述的二階窄帶諧振測試電路；圖7是利用圖6測試電路獲取的數據與利用傳統測試方法獲取的數據的對比表；圖8是根據本發(fā)明所述的二階窄帶諧振測試電路的另一個實施例；圖9是根據本發(fā)明所述的單諧振器窄帶測試電路；
圖10a是根據本發(fā)明所述的單諧振器窄帶測試電路的另一實施例的示意圖；以及圖10b是圖10a所示電路示意圖的平面實現。
本發(fā)明的詳細說明本發(fā)明提供了使用窄帶諧振電路的測試方法，所述窄帶諧振電路精確測量并表征具有將要采用的拓撲結構并且在其將要應用的頻率范圍內的可調諧鐵電元件的效率。這些測試方法與電路證實，可調諧鐵電元件不像以前人們想象得那樣損耗是均勻無變化的，并且證實將可調諧鐵電元件用于低損耗應用與裝置(諸如無線手機)中有很多優(yōu)點。依據精確測定的損耗，可以對可調諧鐵電元件進行正確的優(yōu)化與設計。可以識別并消除特定的損耗機理，或者可以減少并限制這些特定損耗機理。
可調諧鐵電元件，尤其是那些使用薄膜形式的可調諧鐵電元件，可被應用在許多種頻率捷變電路中。因為其具有元件尺寸與高度較小、插入損耗低或在相同插入損耗的情形下抑止特性較好、費用較低、以及能夠在一個以上頻帶范圍進行調諧等特性，所以可調諧元件是所期望的?？梢愿采w多個頻帶的可調諧元件的能力有可能減少所需元件的數目，例如使用多路復用固定頻率元件作為為在離散頻帶之間選頻所需的開關元件。這些優(yōu)點在無線手機設計方面意義尤為重要，在無線手機設計中既需要增強功能又需要降低造價和尺寸，從表面上看起來兩者是相互矛盾的需求。例如，在CDMA手機中，獨立元件的性能被著重強調。鐵電材料還使得對迄今為止具有抗縮性的射頻元件進行集成變?yōu)榭赡?，諸如用于無線裝置的天線接口單元(AIU)。
例如，AIU可以集成一個或多個可調諧的雙工器(雙頻帶無線通信裝置中的US PCS和蜂窩)、同向雙工器、功率放大器(PA)以及低噪聲放大器(LNA)。對這些元件中的一些或者全部進行集成可以產生良好的效果，它們的總尺寸或體積或兩者同時被縮小，而它們的電子性能則被提高。在本說明書后面部分將對可調諧鐵電元件的其它應用進行闡述說明。
對任意電介質，鐵電材料具有兩種主要的損耗機理，即電導損耗和由電介質中晶格振動引致的阻尼損耗。這兩種效應的組合稱為該材料的損耗角正切(tan(δ))。當將鐵電材料放在可調諧的射頻或微波電路中進行考慮時，由于沒有自由的電荷載流子，所以晶格振動導致的阻尼損耗占主導地位。但是，如果存在電導則任意測量tan(δ)的方法的測得結果都將包含有限的電導效應。這是因為當考慮射頻/微波特性時，這兩種機理的損耗效應難以區(qū)分。
電容器是射頻電路中的主要元件。下面將就f-e電容器(即鐵電電容器)討論鐵電可調諧性。無論是否可調諧，電容器的總損耗都由其品質因數(Q)給出，品質因數(Q)表示為其存儲能量與消耗能量的比值，其中能量是存儲在電場中而消耗在電阻上的。對于集總元件電容器，空載的Q(Qu)給出如下Qu＝X/Rs＝1/(ω*Rs*C)(1)其中ω＝角頻率；Rs＝電容器的串聯電阻；而C＝電容器的電容值。如果測得Rs且假定C和ω是已知的，則可以計算出Qu。串聯電阻是由電導體以及電介質的消耗性損耗即tan(δ)引起的。
如果將可調電容器集成到諧振電路中，則系統的總Q(Qt)給出如下1/Qt＝1/Qc+1/Qd+1/Qr(2)其中Qc是電導體Q；Qd是電介質Q而Qr則是輻射Q。對于一個設計良好的、沒有輻射的系統而言，不存在輻射損耗。因而，電導體損耗和電介質損耗確定了總損耗。電介質損耗是損耗角正切tan(δ)的作用效應，如果存在電導損耗的話則tan(δ)還包含有可歸因于電介質的電導損耗。因此，對于空載的Q和總的Q而言，正確測量tan(δ)對于是否能夠制造出具有可接受損耗特性的可調諧器件至關重要。
通常使用空腔諧振器方法測量材料的介電常數和損耗角正切值。但是由于所需空腔尺寸非常大，這些方法很難被實現，尤其在當蜂窩電話工作于較低微波頻率(～2GHz)的情形下。將空腔諧振器方法用于鐵電薄膜則面臨更大的問題，因為測量由厚度在一個微米尺度范圍內的結構引入空腔的擾動非常困難。潛在的誤差可能非常大。
由于諧振器方法存在這種困難，所以通常使用交叉指型電容器(IDC)測量鐵電薄膜的品質。圖1示出了采用采用傳統微帶結構的鐵電交叉指型電容器(IDC)100。交叉指型電容器100包括基底110、薄膜鐵電層120、以及第一和第二導體130與140。交叉指型電容器典型地應用于諸如單片微波集成電路(MMIC)的應用中，并且應用于需要小臺面(footprints)且電容在0.1-6pF范圍內的應用中。在交叉指型電容器中，電容產生于該結構中的平行的線導體或指狀導體之間。
基底110典型地由低損耗材料構成，例如像氧化鎂(MgO)、藍寶石或高純鋁之類的材料。選擇基底要考慮到其固有的低損耗角正切值以及其不通過其它過渡層而接受直接沉積各種各樣鐵電膜的能力。在基底110上沉積薄的鐵電膜120。鐵電膜120典型地具有0.15-1.5微米的厚度。而后在鐵電膜120上沉積形成導電層。有時候還需要粘附層。導電層優(yōu)選地是金屬材質的，諸如銅、金或銀。這些金屬的優(yōu)點在于它們在室溫下損耗相對較小。在本說明書中，室溫指得是從-30℃到+85℃的溫度范圍，這一溫度范圍覆蓋了大多數商用元件的典型工作溫度范圍。導電層典型地具有0.5-6.0微米的厚度范圍，最通常的厚度范圍為0.15-1.5微米。對厚度的需求是根據趨膚深度而改變的，而趨膚深度則是根據頻率變化的而改變的。
雖然前面討論的是薄的鐵電料膜(tf-e小于約1.5μm)材料，但也可以使用厚的鐵電膜材料。這里，“厚膜”被定義為tf-e大于約1.5μm且小于約1.0mm的膜。塊(bulk)則大于約1.0mm。厚膜鐵電材料的制造與應用迥然不同于薄膜鐵電材料。其通常包括粘貼或溶膠-凝膠技術，以及使鐵電材料形成顯著的附加厚度。得到附加厚度且尤其使花費減少的代價是在一定程度上劣化了鐵電性能，尤其是減低了可調諧特性。
然后利用深腐蝕或離地(liff-off)技術制造交叉指型電容器100以形成第一導體130和第二導體140。第一導體130具有指狀部分132和間隔134，它們與第二導體140的指狀部分142和間隔144接近。配置這些導體，以使第一導體130的指狀部分132位于第二導體140的間隔144內，并使第二導體140的指狀部分142位于第一導體130的間隔134內。迄今為止，在鐵電膜制造與表征方面的許多研究人員以及其它專業(yè)人員已經設計出了寬度一般為1-5微米的指狀部分、指狀部分之間的間隙或間隔一般為1-5微米的交叉指型電容器。
電容主要產生于指狀部分132和142之間。為了產生高級別電容，則需要小的間隙尺寸(＜5微米)及長的指狀部分。當用作鐵電調諧電容器時，小的間隙尺寸還有助于在指狀部分之間生成一個大的調諧場(tuning field)。這樣做是很重要的，因為大量的調諧場浪費在電容器100上的空氣區(qū)域內。
這種結構配置中的最大損耗元件是在指狀部分區(qū)域內生成的奇模(odd mode)內。平行導線之間的耦合可以用偶模(even mode)和奇模表示。當兩條線都被同相(通常將相位設定為零)激勵時產生偶模，而當兩條線受到180度的不同相激勵時則產生奇模。在微帶電路中，偶模和奇模的傳播速度不同。若使用薄的導電層(小于1.5微米)、窄的指狀部分寬度與間隙間隔(任意一個或者兩者都小于5微米)以及銳角轉角，則損耗進一步增大。
通過交叉指型電容器測量鐵電薄膜損耗的標準過程如下。如上所述，將約0.5微米厚的鐵電膜沉積在諸如氧化鎂那樣的低損耗襯底上。然后，沉積厚度1微米或不到1微米的導電層，以制出盡具有最小可能尺寸的交叉指型電容器。指狀部分的寬度和間隙間隔兩者典型地都在1-5μm范圍內。使用深腐蝕或離地(lift-back)技術以形成具有銳角轉角的又窄又長的指狀部分。最后得到的交叉指型電容器通過使用寬帶測量工具諸如LRC計或者帶有用以接觸電容器的探針頭的阻抗或網絡分析儀而得到表征。
利用這個過程，得到0.2-1.5pF的電容器，其工作頻率在從約500MHz到約2GHz范圍內典型測得的Q值范圍是10-100。這種損耗典型地完全歸因于鐵電膜。這個范圍的Q值被認為是很低的，并且因此鐵電可調諧元件通常被假定為高損耗且不能為許多應用所接受。例如，在無線通信應用方面，對于在2GHz左右頻率下1.0pF附近的鐵電電容器而言，需要Q大于100且優(yōu)選地大于250。但是，如下面將要描述的那樣，傳統制造與損耗測量技術不能對可歸因于鐵電膜的實際損耗進行可靠的指示。
如公式(1)所示，在大的并聯電阻對電容的分流效應忽略不計的射頻(f＞約500MHz)處，電容器損耗(無論是否可調諧)正比于串聯損耗Rs。電容器并不關心串聯損耗的源是什么，而只關心是有一個源。例如，對于1pF的鐵電可調電容器而言，若想在2GHz處得到可接受的低損耗(Qu＝250)，則串聯損耗必須只有0.32Ω。串聯損耗包括由在電容器使用過程中產生的各種來源的所有的損耗。為了減少或消除產生串聯損耗的來源，必須首先解決存在的各種損耗機理。這將使得能夠對僅僅歸因于鐵電膜的損耗進行更加精確的測量。
對于鐵電器件，通過累加各種來源的損耗而得到總損耗，如下所示Lt＝Lgeom+Lattach+Lmetal+Lsub+Lrad+Lmeas+Lf-e；其中Lgeom是由電容器的拓撲結構引起的，Lattach是由器件固定引起的損耗，Lmetal是總金屬損耗，Lsub是基底損耗(如果有的話)，Lrad是輻射損耗，包含所期望的和非所期望的兩部分，Lmeas是由測量誤差引起的總損耗，而Lf-e是鐵電損耗角正切。
這種損耗分配首先可以用于通過使用鐵電電容器的方式而獲取在所期望工作頻率處的Lf-e(或鐵電tanδ)的精確值。為了正確導出Lf-e，必須消除或抑制上述的所有其它損耗貢獻來源。例如，Lgeom依據拓撲結構的不同而變化，疊層電容器的最小，間隙電容器的較差，而交叉指型電容器的則更差。盡管可以減少與控制這種損耗，但它是器件所固有的一種損耗。因此，為特定的鐵電電容器選擇的拓撲結構將會影響到該鐵電電容器可能達到的最佳Qc值。假定鐵電膜是無損耗的，則由電磁(EM)軟件可以構建出所期望的拓撲結構的基線損耗。這種基線損耗表示特定拓撲結構的最佳(最低)損耗情形。
通常而言，間隙電容器最容易制造。制造IDC的容易度次之，而三者中疊層電容器的制造是最難的。與IDC相比，間隙電容器具有較好的Q但是其每單位截面(圖1a中的W)的電容值較低。IDC的電容較大，這是因為在每單位截面上設置使用了許多個指狀部分的緣故。但是，對于許多通信濾波器應用而言，并不需要大電容(C≥4.0pF)。因此，通常用間隙電容器就可以提供足夠的電容。大多數鐵電膜固有的k值很高，這有助于提供與傳統的間隙電容器相比較高的單位截面(W)的電容。
Lattach是由分立器件的固定方法引起的，例如其包括焊接、銀粉漆(silver paint)、或引線結合。這些固定損耗可能會很大并且不可預知。用鐵電電容器制造諧振器或其它射頻電路則損耗最小，因此即使不能排除不用這種損耗元件那也可以將損耗降低到最小。
單個獨立的鐵電電容器的固有損耗的作用影響很小。具有較大作用影響的是那些由將鐵電電容器固定到電路上的固定方法所引起的附加損耗。即使鐵電電容器是無損耗的，但如果使用了大損耗的連接方式，則整體效應體現為有損耗的鐵電器件。例如，如果期望1.0pF電容在2.0GHz處Q≥250，則總串聯電阻Rs必須≤0.32歐姆。因此任何附加的損耗都將會進一步減小這個電容器的Q值。這種附加的損耗是否來源于實際電容器之外是無關緊要的。既然是無法避免的損耗機理，例如像由安裝引起的那類情形，則由于其對系統有作用影響因而使得電容器的Q值減小。
為了使附加損耗最小化，應當使鐵電膜和諧振器之間的連接具有最小的附加電阻。這樣，與鐵電膜有關的電流、電荷將遭遇的附加損耗最小。傳統的接合或安裝方法，如(但不局限于)焊接、引線接合或銀粉漆或粘貼，不具有這樣的低損耗、可控制接合的特性。
這種附加的、不可預知的損耗是由于使用了這些結合方法而引起的，無論鐵電電容器是否用于諧振器調諧或者用于表征鐵電膜，這種附加的、不可預知的損耗都使實際的Q特性劣化。因此，為了獲得最佳性能(損耗最小)，應當將鐵電電容器的結構直接地制造到用于調諧的諧振器上或者與用于調諧的諧振器一起制造，或者制造到其它基本射頻電路上。只有通過直接制造，電磁(EM)源(電流)由鐵電調諧元件到諧振器的轉移才可以損耗最小。通過減少銳角轉角或急劇變化可以增強直接地制造到諧振器上或者與諧振器一起制造的鐵電電容器的理想效應。
Lmetal的因子包括金屬的表面粗糙度(SR)、金屬厚度與趨膚深度δs之比，以及電導率。設若工作頻率在L與S波段(1-4GHz)，則SR的均方根值(rms)小于約10微英寸就可以有效消除SR因子。設若金屬厚度等于或大于1.5δs，就可以減小金屬厚度因子；或者設若金屬厚度≥5δs，就可以有效消除金屬厚度因子。在用于電極接頭時，金屬厚度(tm)近似等于1.5δs。對于應用于電磁諧振器的情形，由于其中必須支持行波或駐波，即支持行波或駐波的金屬明顯延長且延長值相當于波長值的一小部分(約10％或更多)，所以金屬厚度應當近似約為5δs或更大。
Au、Cu或Ag的電導率特性很好。因此，可以減小或控制Lmetal的大小，但不能消除電導率因子。但是，可以通過本領域普通技術人員公知的公式計算出電導率的作用效應，或者通過使用應用于通常使用的電路仿真器中的線性計算器工具，諸如Eagleware或Touchstone，計算出電導率的作用效應。而且，精確的制造控制可以將Lmetal中的幾何變化量限定在一個特定范圍內。
通過選擇在感興趣的工作頻率上損耗角正切小于0.001，且優(yōu)選地小于0.0005，的低損耗襯底可以將Lsub表示的損耗貢獻作用減小到最小程度。合適的材料包括＞99％純度的鋁，目前這是損耗費用比的最佳選擇。藍寶石或MgO優(yōu)于鋁，因為它們具有更低的損耗角正切，但是它們更加昂貴。所有這些材料將能接納多種鐵電薄膜而不需要過渡層，并且具有可以接受認可的表面粗糙度，幾乎不需要進一步的打磨拋光。半導體襯底是較差的選擇，因為它們具有相對較高的電導率。除了損耗角正切、表面粗糙度和價格等因素之外，可以用不易破碎的適當襯底來制造足夠大面積的晶片，并且可以很容易地噴涂金屬而不需要大范圍的預處理。
通過使用EM場或電路仿真軟件可以成功地將Lsub從復合襯底(鐵電膜加襯底)的總損耗中區(qū)分出來。例如，可以使用Sonnet、Momentum、或IE3D。因此，可以顯著減小Lsub并且精確計算出Lsub。
通過適當屏蔽和設計可以消除Lrad，因此Lrad不是典型的損耗因子。應當注意，各種各樣的過濾器，尤其是諸如梳形線式(combline)或發(fā)夾式那樣的平面型過濾器，依靠輻射耦合以實現它們所需的性能。在這些情形中，應當肯定的是即使不能消除也要減小不希望要的、散射的耦合。
Lmeas可以顯著增加電路的損耗誤差，這是因為小的、附加的損耗使待測器件(DUT)或系統的測得Q值顯著減小，從而偏離了DUT固有的Q值。測量材料中的介電常數與損耗角正切的傳統方法是本領域普通技術人員眾所周知的空腔擾動方法。但是，在L-波段，空腔的尺寸大小變得相當大。當表征具有≤1.5μm薄膜厚度的薄膜(與塊相對)如鐵電膜時，測量誤差很大因此問題變得非常尖銳。而且，應當按照最接近于其適用本性的方式來表征鐵電電容器(或過濾器)。因此，表征鐵電化合物或鐵電膜的優(yōu)選途徑是采用微帶諧振器方法。
利用諧振電路進行測量，優(yōu)選采用網絡分析儀。為了將測量損耗減小到最小程度并且利用網絡分析儀獲取最精確的測量結果，應當對DUT的損耗進行校準，應當執(zhí)行分析器的全程雙端口校準，并且應當利用平均值進行校準與測量。
將器件固定損耗、襯底損耗、輻射損耗與測量誤差損耗等成份進行最小化或消除之后，則總損耗變?yōu)長tot＝Lgeom+Lmetal+Lf-e+ΔLmisc(4)Ltot是給定幾何結構的鐵電電容器的總損耗，而Lgeom和Lmetal是該幾何結構的主要構成部分。它們的出現適合于確定特定器件的實際損耗，但是為了確定單獨由鐵電材料引起的損耗則可以對它們進行量化和去除。對采用無損耗鐵電材料的電路進行精確的電磁仿真就可以確定Lgeom；而利用呈現有電導率、表面粗糙度(如果適用)和趨膚深度等項的金屬損耗表達式就可以確定Lmetal。ΔLmisc表示對Lgeom和Lmetal進行限定抑制后仍不能完全去除的其它損耗機理的組合項。
這種兩步處理法包括(a)處理所有的損耗機理；以及(b)消除或限定這些損耗，不僅可以對鐵電損耗進行精確測定，而且還有助于建立正確的低損耗可調諧元件設計指南。對Lf-e的正確認知使得人們可以首先確定所考慮的薄膜是否可以用于特定應用目的。對Lf-e的認知還可為各種類型采用鐵電膜的優(yōu)化設計提供必要的基線。這種認知對于有效地折中損耗角正切以換取可調諧性是必要的。簡而言之，精確的制造與測量技術可導致鐵電膜損耗表征的一致性。
基于這種損耗分析，低損耗可調諧鐵電元件，且尤其是可調諧鐵電電容器，可以被設計、測試并應用于許多方面?，F在將在下面討論基于這個損耗分析而設計應用的三種通用類型的電容器(1)間隙電容器，(2)疊層電容器以及(3)交叉指型電容器。
圖2中示出了一種鐵電可調諧的間隙電容器200。間隙電容器200包括襯底層202、鐵電層204和金屬層206，金屬層206限定出引致電容產生的間隙208。下面描述的設計實現過程使得由其它來源產生的損耗減低到最小程度，并且容許對由鐵電膜204引起的損耗進行精確測定。盡管可以在其它波段應用同樣的方法，但將無線手機的工作頻率設定在L-波帶(1-2GHz)。
在一個實施例中，襯底202是一層純度為99.5％的鋁，厚度范圍是20-40mils(毫英寸)。表面粗糙度的均方根值應當小于或等于約5微英寸rms。鐵電層204是一層鈦酸鋇鍶BaxSr1-xTiO3(即BSTO)膜，其厚度范圍是0.1 5-2.0微米。使用厚度＞1.0μm的膜可使電容與調諧范圍達到最大。
優(yōu)選選擇摻雜或退火處理方法調整Ba/Sr分數，以便提供最小的tanδ同時提供所需的調諧范圍。在一個例子中，x＝0.5(在BaxSr1-xTiO3中)以用于室溫操作。也可以使用其它的鐵電材料。金屬層206的厚度約為2.5μm，這一厚度適于電極應用(electrode application)。間隙208的寬度為30-80mils，而邊緣應當變圓，以使損耗得以最大程度的減小。間隙208在0伏特直流偏壓作用下的電容范圍是0.6pF至1.5pF。
EM仿真表明，對于2GHz下約為lpF的電容，假設損耗角正切為0.002則間隙電容器的Q＞700，或者假設損耗角正切為0.005則間隙電容器的Q＞300。圖3的圖表示出了間隙寬度、鐵電層厚度與電容之間的關系。這種數據對間隙電容器測試電路的目標設計非常有用。圖3中設定采用的鐵電膜為0.5微米厚，在0V直流偏壓下介電常數為1000，具有40mils厚的含有99.5％純度鋁的襯底層，并且鐵電膜的損耗角正切為0.002。
圖4示出了根據本發(fā)明所述的一種鐵電疊層電容器300。電容器300包括襯底310；偏壓襯墊(pad)層320；鐵電層330；以及電容器襯墊層340。偏壓襯墊層320定義了直流偏壓襯墊，而電容器襯墊層340則定義了電容器襯墊342和隔直流電容器襯墊344。
在一個實施例中，基底310是鋁制的，其厚度范圍是20-40mils。偏壓襯墊層320包括厚度約為2.0微米的銀制基本電極層，銀制基本電極層上覆蓋了一層厚度約為100nm的鉑。鉑層防止在鐵電層生長期間銀層的氧化。層320具有用于連接0.5-1.0MΩ電阻的內置襯墊，該電阻用以提供直流偏壓。如果需要，可以在鋁層和銀層之間插入薄(10nm)鉻層以得到更好的粘附效果。鐵電層330是一層BSTO薄膜，厚度約為1微米。電容器襯墊342具有的最小面積是8.0mil×4.0mil，并且覆蓋有面積約為4.0mil×4.0mil的金制或銀制的電極。隔直流電容器具有至少150-200pF的電容，并且面積約為100微米×100微米。接觸襯墊344的總面積最小為7.0mil×8.0mil。
疊層電容器具有的最小電容在0.8-1.5pF范圍內。圖5是疊層電容器300的局部放大視圖，如圖5所示，電容器300的重疊區(qū)域350非常小。在一個實施例中，重疊區(qū)域350的尺寸大小是0.3mil×0.3mil。這是基于在0伏特直流作用下介電常數約為1000且薄膜厚度約為1.0微米的BSTO給出的。襯墊342和320沿朝著電容器重疊區(qū)域350的方向逐漸變窄。錐度在1.0mil距離上從4.0mils寬漸變?yōu)?.25mils。
對電容器300損耗的控制目標是在2.0GHz下電容為1.0pF時Q大于等于350。如果需要，通過摻雜、退火或應用一層或若干層過渡層則可以進一步優(yōu)化鐵電層330。最后，電容的改變與0-2.5伏特偏壓的改變之比應當優(yōu)選地為2∶1(50％)或更大。
本發(fā)明的一個方面是優(yōu)化可調諧鐵電元件的結構與設計標準，其中上述的電容器結構就是一個例子。本發(fā)明的另一個方面是用于精確表征可調諧鐵電元件的損耗的測量方法與設備。這些方法涉及到使用諧振器和窄帶諧振電路。因為被測器件設計用于窄頻工作，所以應用窄帶測量是合適的。窄帶(諧振)測量是優(yōu)選的，還因為它降低了損耗影響使得測量易于進行，并且窄帶(諧振)測量使得測量結果更加精確。以前的方法曾有涉及到寬帶測量的，但寬帶測量對于窄帶器件而言是不合適的并且測量結果不精確。下面將描述說明這些測試諧振電路的兩個發(fā)明實施例二階窄帶帶通濾波器以及微帶諧振器電路(半波或四分之一波)。
圖6顯示了諧振窄帶測試電路400，它用于測試兩個鐵電電容器410和412。該電路是一個二階平面梳形線濾波器(combline filter)。電容器410和412的結構參見圖1和圖2，并且其各種損耗分量被減低到了最小程度。測試電路400包括平面的二階梳形線帶通濾波器，并且包含兩個諧振器402和404，諧振器402和404分別與鐵電電容器410和412串聯。對電容器410和412施加直流偏壓。電容器410和412可以以集總元件形式制造并安裝固定以進行測試，或者可以通過直接印制在襯底上的方式制造并安裝固定以進行測試。隔直流電容器(電容等于約180pF)未示出。在集總結構配置中，電容器被焊接或者利用銀粉漆或粘膠固定。但是，由于使用了各種各樣的器件，就出現了由這種安裝固定方法引起的增大了的且不可預知的損耗。在印制結構配置中，電容器是直接印制在襯底上的。印制的優(yōu)點在于，它不需要焊接或粘合，并且由這種直接制造方式引起的損耗相比較小。但是，因為存在有鐵電膜，所以可使用的襯底類型受到限制。隔直流電容器未在圖中示出。
通過與網絡分析儀相連的輸入導線和輸出導線406與408可以測量響應特性。測量諧振器中心頻率f0的值，可以確定實際的電容器值(參見前面的公式(1))，而后由f0處的插入損耗可以確定電容器的Q值。在得到這些測量值之后，可以利用電路仿真以獲取電容和Q值及比較結果。
為了演示說明使用本發(fā)明測試方法與使用傳統測試方法相比所得測試結果的驚人不同，參見圖7。圖7的圖表給出了從鐵電交叉指型電容器樣品獲取的測量數據，該交叉指型電容器樣品是由Washington DC的Naval Research Laboratory(NRL)(位于哥倫比亞特區(qū)華盛頓市的海軍研究實驗所)在與Kyocera Wireless Corporation(KWC-基奧賽拉無線公司)，即本發(fā)明的受讓人，的合同約束下制造的。在NRL中利用傳統測試方法(在這個實施例中，指使用HP4291B阻抗分析儀和Cascade Tech微波探頭)所獲得的交叉指型電容器樣品的電容值和Q值被與在KWC中利用上述新測試方法從相同樣品得到的測量結果進行了對比。
為了這個實驗，制造的交叉指型電容器具有0.5-1.2pF的電容；間隙間隔約為5.0微米；指狀部分寬度至少為150微米；鐵電膜厚度約為0.5微米；金屬厚度約為1.5-2.5微米；指狀部分的長度小于或等于100微米。
KWC測試電路的結構形式類似于電路400。它是一個二階平面切比雪夫(Chebychev)帶通濾波器，其諧振頻率大致為1800MHz。交叉指型電容器樣品，集總元件電容器，是通過“倒裝(nip-chip)法”安裝并且利用銀粉漆固定連接的。施加偏壓用以校正典型的C1≠C2現象，其中C1和C2是兩個梳形線帶通濾波器的負載電容器，它們?yōu)闉V波器的校正操作所必需。雖然希望C1等于C2，但實際上很少能實現C1＝C2。更多情形下C1≠C2，如果不加以校正(只要考慮重點仍是Q值測定)則將顯著增大通帶的插入損耗。
過去人們利用電容值在0.6-0.8pF范圍內的高Q值ATC與AVX片狀電容器來確定基線通帶插入損耗。這些片狀電容器在測試頻率下的Q值范圍是600-800。過去人們使用Eagleware電路仿真器測定在相同諧振頻率和通帶插入損耗條件下的交叉指型電容器的實際電容值和Q值作為測量數據。
圖7中的數據實質上是最壞情況的Q數據，未做去除(校準)所有可能的損耗分量的努力嘗試。一種這樣的損耗分量包括接合(連接)損耗，各種導線和交叉指型電容器的接合(連接)損耗大小各不相同。其它這樣的損耗分量有由此引起的諧振器長度失配；位于電容器之下的微帶間隙開口端效應；以及由基本的交叉指型電容器的幾何結構引起的損耗。這就導致了這樣一種情形，使用本發(fā)明獲取的Q值和使用傳統方法獲取的Q值之間的差別更加鮮明。例如用鋁或MgO襯底來直接制造間隙電容而進一步減小或消除誤差來源將只改進Q數據。
使用二階帶通濾波器作為窄帶諧振測試電路具有若干優(yōu)點?？梢栽诠ぷ黝l率下析取電容器數據。其拓撲結構簡單、可重復再現且易于制造。其測量過程簡單并且由于測量過程而引起的附加誤差很小。其結果易于與仿真結果進行比對。應當注意它還存在若干缺點。在測量數據中表示上述的電容值差值的電壓可顯示作為增大的損耗。但是，對一個偏壓進行小量調整就可以補償這種差異。還有，雜散電容與耦合可以影響獲取的f0和Q值。這些影響效應也可以通過EM場仿真器得到處理。鐵電電容器的不均衡安裝會導致兩個諧振器的電長度(electrical lengths)有輕微差異，這種輕微差異直接疊加到鐵電電容器的插入損耗不一致(I.L.misalignment)上還可導致附加損耗，以表現為低Q值。
圖8顯示了二階帶通諧振測試電路450的另一個實施例。測試電路450采用同軸諧振器可調諧濾波器形式，當然也可以使用其它諧振器，如整體式(monoblock)諧振器、帶狀線諧振器或微波傳輸帶諧振器。還有，鐵電電容器452與454可以是集總式的也可以是印制的。測試電路450還包括共軸的四分之一波長諧振器462與464。非鐵電電容器470(C2)耦合在諧振器462與464之間，而非鐵電電容器472與474(C1)則耦合在諧振器的外側。這種基本結構是傳統的固定調諧式二階頂部電容耦合的帶通濾波器(BPF)。
使用電路450的測量方法說明如下。首先測量不帶有鐵電電容器的BPF的性能，然后測量帶有鐵電電容器的BPF的性能。在第一種情況中，首先在無鐵電電容器的條件下測量諧振器中心頻率f01和濾波器的插入損耗IL1。在第二種情況中，在帶有鐵電電容器452與454的條件下測量諧振器中心頻率f02和濾波器的插入損耗IL2。值得注意的是，只要諧振器442和444具有相同長度，則f01總是大于f02而IL2總是大于IL1。由f01-f02可以確定電容Cfe，而由IL2-IL1可以確定Q(Cfe)，與仿真相比具有更大精度。鐵電電容器無需被增加到原始電路。當然，基本的頂部電容耦合BPF的構造可以不具有鐵電電容器，而第二種BPF的構造直接具有鐵電電容器。將鐵電電容器直接制造到電路上，將導致可調諧測試電路的附加損耗減低到最小程度。
一種可供選擇的測試電路包括在與鐵電電容器一起使用時使用實際上更短的諧振器442與444。這將引致該BPF在與無鐵電電容器的BPF相同或相近諧振頻率處諧振?？梢允褂孟嗤蔫F電電容器的Q值析取方法。
二階測試電路450與二階測試電路400相比有一些優(yōu)點。電路400和電路450本質上都是窄帶結構，但是共軸諧振器462與464可以具有非常高的Q值，因此引起的插入損耗非常低。由于固有的屏蔽，所以電路450只包含非常小的雜散耦合。還有，與電路400一樣，測試電路450不僅是一個測試電路而且在現實應用中可以用做帶通濾波器。但是，電路450的制造與測試稍難一些。安裝固定很重要并且由于增加了鐵電電容器而導致產生由安裝引起的額外損耗。通過將鐵電電容器直接制造到用以實現C1與C2的相同電路上，而后制造鐵電電容器之外的其它電路，藉此可以克服這種額外損耗問題。
通過使用單個的諧振器而不是使用兩個諧振器可以進一步簡化測試電路與方法。這可以消除電容器不匹配的問題。由此而得到的電路更加結實耐用，更加易于模擬并且減小了誤差傾向性。注意，盡管圖7顯示的結果是交叉指型電容器的測試結果，但是也可以很好地使用間隙或疊層電容器的測試結果，因為它們都可以具有與交叉指型電容器相比較高的Q值。
圖9顯示的測試電路500包括具有最簡單構造形式的間隙耦合微帶諧振器。電路500包括低損耗襯底502和微帶諧振器504，微帶諧振器504與輸入導線506被間隙508分隔開。鐵電薄膜被沉積在間隙508中以形成鐵電間隙電容器。因此，將諧振器604和間隙電容器制造為單一的集成結構?？蛇x地，可以將鐵電材料沉積在諧振器504下面，以構成可調諧諧振器。
襯底502應選用高品質、低損耗的襯底，諸如氧化鎂，純度大于99％的鋁以及藍寶石。襯底502還應當具有低的S.R.(低于5.0微英寸)。諧振器504可以是半波長的(開路的)諧振器或是四分之一波長的(短路的)諧振器。半波諧振器較長但易于制造，而四分之一波長諧振器較短但需要通路(via)。選擇間隙508的寬度以接近臨界耦合。
電容與Q的測量優(yōu)選地使用網絡分析儀。使用間隙電容的模型和金屬損耗的表達式來析取電介質的Q，這個Q是基底的Q與鐵電薄膜的Q的組合。因此，基底損耗之外的附加損耗指得就是鐵電薄膜的損耗。最后，需要對測量數據進行適當分析以精確獲取被測電容器的Q或損耗，正如在“Data Reduction Method for Q Measurements of Strip-LineResonators”，IEEE Transactions in MTT，S.Toncich和R.E.Collin，Vol.40，No.9，Sept.1992，pp.1833-1836(S.Toncich和R.E.Collin的“帶狀線諧振器Q值測量的數據處理方法”，《微波理論與技術》中的IEEE學報，第40卷，第9期，1992年9月，第1833-1836頁)一文中所述的那樣。該論文通過引用而包含在本文內。
現在，對參見圖6-8所示的二階窄帶諧振測試方法與電路和參見圖9所示的間隙耦合式單諧振器測試方法與電路進行比較是有意義的。間隙耦合式單諧振器的優(yōu)點在于體積小，結構簡單且非常容易制造。而且它還不需要對輸入與輸出電容器C1任何可能出現的失配進行調整。但是，其從襯底與耦合電容器的整體損耗中析取鐵電損耗角正切非常困難。另一方面，二階諧振電路除了作為測試電路之外還可以作為實際的器件。而且，很容易將測量數據與仿真數據或通過使用具有高Q值的非鐵電電容器獲取的數據進行比較。二階諧振電路的缺點在于體積大，電路結構復雜，且為了將插入損耗減低到最小程度而需要對鐵電電容器進行很多調諧操作。
圖10a與10b示出了優(yōu)選的窄帶諧振測試電路600。電路600采用單諧振器帶通濾波器的形式。參看圖10a，圖10a是電路600的原理圖，電路600包括耦合到諧振器620的鐵電電容器610。電容器630與640(C1)是輸入電容器與輸出電容器，將諧振器連接到測量儀器。
圖10b是電路600的平面實現圖。如圖所示，電容器610和諧振器620被制作成一個集成元件。在低損耗襯底602上沉積形成鐵電膜616。諧振器620和導電襯墊612被鐵電膜616上的間隙614分隔開，以定義出鐵電間隙電容器610。直流偏壓施加到襯墊612，且可能包含偏置電阻625。隔直流電容器618連接在襯墊612和地之間。通過在襯底602上沉積與諧振器620間隔設置以形成電容間隙的導電帶632與642，從而實現出電容器630與640。
在一個實施例中，襯底602是由純度為99.5％的鋁制成，并且具有約40mils的厚度和約為5.0微英寸的SR。鐵電膜616厚度約為1.0μm，并且只沉積在間隙電容器610的區(qū)域內。微帶612與620的厚度為4-6μm，兩者間隔約10μm以形成了間隙614。通過選擇諧振器620的長度，因此使得整個結構(電容器610和諧振器620)在所期望的頻帶內諧振。在一個實施例中，諧振器620是四分之一波長諧振器。如果期望或需要特定的諧振頻率，則可以使用進一步的制造循環(huán)(fabrication cycles)以精微調諧諧振頻率。
可將諧振器620配置為微帶諧振器形式、同軸諧振器形式或帶狀線諧振器形式。優(yōu)選的是平面微帶構造形式，因為其易于從電路600中析取出電容值和Q值。使用集成元件結構(即，諧振器具有一體形成的間隙電容器，諸如諧振器620/電容器610)與使用分立的諧振器和集總元件電容器的結構形式相比具有優(yōu)勢，因為后者不可預知且難于測量由集總元件電容器所引起的損耗與誤差，前者則消除了這些損耗與誤差。
下面將說明使用諸如電路600那樣的單諧振器帶通測試電路的測試方法。首先，如上所述制造具有一體形成的間隙電容器的單諧振器帶通濾波器測試電路。應當使用精確的薄膜制造與處理技術以保證得到理想的幾何結構與特性。優(yōu)選地，所使用技術的容限誤差是±0.5微米。一旦將該電路制造完畢，就可以測量中心頻率f0和插入損耗IL0。優(yōu)選地，使用網絡分析儀來獲得測量結果，所述網絡分析儀通過全程雙端點校正以及使用平均算法來實現定標校正。
接下來，在諸如Sonnet、IE3D或Momentum的電磁場仿真工具上設計、分析該電路。一開始，仿真假設沒有由鐵電膜引起的損耗(即損耗角正切值為零)。然后通過調整在間隙區(qū)域內的鐵電介電常數，以給定與測試電路中測量得到的中心頻率值相同的中心頻率f0。然后單獨計算出鐵電間隙電容器的IL0。然后在仿真過程中將該值用于處理與金屬有關的損耗分量Lmetal。
接下來，執(zhí)行另一次電路仿真，但是這次的損耗角正切值非零。在一個實施例中，損耗角正切值為0.003，并且重新計算IL0。繼續(xù)執(zhí)行這一迭代重復過程直至計算獲取的IL0等于由測試電路測得的插入損耗IL0為止，由此得到該電路損耗角正切的非常精確的近似值，以及由被測試的特定結構(在這種情況下為間隙電容器)引起的損耗分量Lgeom的近似值。
通過制作不帶有鐵電膜的電路可以確定SR-BPF的基線性能。加載電容器610越小，則最終得到的諧振頻率將越大。這一結果將提供SR-BPF的整體形狀與頻率響應的精確信息。
電路600不僅是測量由鐵電間隙電容器所致損耗的精密機構，它還是低損耗可調諧濾波器的基本構件塊，所述低損耗可調諧濾波器應用廣泛，例如可以應用于無線手機。如本說明書所教導的窄帶諧振電路可用于許多種元件(典型的如射頻收發(fā)器)使其增強效率和增大可調諧性。其中可以實現本發(fā)明的射頻元件包括但不局限于雙工器，隔離器，匹配電路，功率放大器，多路復用器，帶通濾波器以及低噪聲放大器。由于每一個元件都可以調諧，因此不需要為了適應多種頻帶模式而使用多個電路組塊。如果有必要，可以以適當方式將諧振電路級聯起來以構成所需的濾波器與系統，從而大大改進系統性能并降低費用和減小尺寸。典型無線手機的許多元件將受益于可調諧性的提高。
這里包含的文字描述與附圖都是針對本發(fā)明的特定實施例的，并且是對本發(fā)明概括性主題的典型示例性說明。但是，本發(fā)明包括那些對本領域普通技術人員顯而易見的其它實施例。因此，本發(fā)明的范圍僅只由所附的權利要求書限定。
權利要求
1.一種用于測定與鐵電電路元件有關的損耗的方法，其包括制作一個包括有鐵電元件的電路；測量綜合損耗，所述綜合損耗包括由所述鐵電元件引致的插入損耗以及由其他損耗來源引致的其它損耗；測定由其它損耗來源引致的插入損耗分量；以及從測量得到的綜合損耗中除去由其它損耗來源引致的插入損耗分量，以確定與所述鐵電元件有關的損耗。
2.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述鐵電元件是間隙電容器。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述電路包括一個集成結構，所述集成結構包括與間隙電容器結合為一體的諧振器。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于，所述集成結構包括沉積在低損耗襯底上的多個導電帶，所述多個導條帶被由一間隙分隔開，并且鐵電材料薄膜位于所述間隙之下。
5.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述鐵電元件選自由交叉指型電容器、間隙電容器以及疊層電容器構成的組。
6.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述電路是窄帶諧振電路。
7.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述綜合損耗是利用網絡分析儀測得的。
8.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述由其它損耗來源引致的插入損耗分量是利用電路仿真工具測定的。
9.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述由其它損耗來源引致的插入損耗分量是利用電磁場仿真工具測定的。
10.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述鐵電元件具有大于100的Q值。
11.如權利要求1所述的方法，其特征在于，所述鐵電元件具有大于200的Q值。
12.如權利要求1所述的方法，其包括制作一個與所述鐵電元件結合為整體的窄帶諧振電路；利用網絡分析儀測量所述電路的中心頻率和插入損耗；在電路仿真工具上分析所述電路，以確定由所述諧振電路的導電金屬元件引致的插入損耗分量和由所述鐵電元件的幾何結構引致的插入損耗分量；從測量得到的插入損耗中除去由所述諧振電路的導電金屬元件引致的插入損耗分量和由所述鐵電元件的幾何結構引致的插入損耗分量，以確定由所述鐵電元件引致的損耗。
13.如權利要求12所述的方法，其特征在于，所述窄帶諧振電路包括具有用以限定形成電容器的間隙的微帶諧振器。
14.一種可調諧薄膜鐵電器件，其是利用將鐵電膜引致的損耗離析出來的方法制造的。
15.如權利要求14所述的可調諧器件，其特征在于，所述器件包括鐵電電容器和諧振器。
16.如權利要求14所述的可調諧器件，其特征在于，所述器件包括平面的二階梳形線帶通濾波器，所述濾波器與集總元件、交叉指型電容器耦合。
17.如權利要求14所述的可調諧器件，其特征在于，所述器件包括微帶諧振器，所述微帶諧振器具有集成的間隙電容器。
18.一種可調諧鐵電電容器，其包括第一導電表面；第二導電表面，所述第一與第二導電表面構成一個電容器；接近所述第一與第二導電表面的鐵電材料；與鐵電材料耦合的可變電壓的導線，其用于響應施加到所述可變電壓導線上的電壓而改變電容器的電容，所述電容器的電容響應于鐵電材料的介電常數的改變而改變；其中當電容器工作于約-50攝氏度到100攝氏度溫度范圍內時，在0.25GHz-7.0GHz頻率范圍內電容器的Q大于約80。
19.如權利要求18所述的可調諧鐵電電容器，其特征在于，當工作溫度范圍是從約-50攝氏度到100攝氏度時，在0.8GHz-7.0GHz頻率范圍內的所述品質因數大于約80。
20.如權利要求18所述的可調諧鐵電電容器，其特征在于，當工作溫度范圍是從約-50攝氏度到100攝氏度時，在0.25GHz-2.5GHz頻率范圍內的所述品質因數大于約80。
21.如權利要求18所述的可調諧鐵電電容器，其特征在于，當工作溫度范圍是從約-50攝氏度到100攝氏度時，在0.8GHz-2.5GHz頻率范圍內的所述品質因數大于約80。
22.如權利要求18所述的可調諧鐵電電容器，其特征在于，當工作溫度范圍是從約-50攝氏度到100攝氏度時，在0.25GHz-7.0GHz頻率范圍內的所述品質因數大于約180。
23.如權利要求18所述的可調諧鐵電電容器，其特征在于，當工作溫度范圍是從約-50攝氏度到100攝氏度時，在0.8GHz-2.5GHz頻率范圍內的所述品質因數大于約180。
24.如權利要求18所述的可調諧鐵電電容器，其特征在于，當工作溫度范圍是從約-50攝氏度到100攝氏度時，在0.3pF-3.0pF范圍內的電容的品質因數大于約80。
25.如權利要求18所述的可調諧鐵電電容器，其特征在于，當工作溫度范圍是從約-50攝氏度到100攝氏度時，在0.5pF-1.0pF范圍內的電容的品質因數大于約80。
26.如權利要求18所述的可調諧鐵電電容器，其特征在于，當工作溫度范圍是從約-50攝氏度到100攝氏度時，在0.3pF-3.0pF范圍內的電容的品質因數大于約180。
27.如權利要求18所述的可調諧鐵電電容器，其特征在于，當工作溫度范圍是從約-50攝氏度到100攝氏度時，在0.5pF-1.0pF范圍內的電容的品質因數大于約180。
28.如權利要求18所述的電容器，其特征在于，當施加到鐵電材料上的電壓為零時，電容器的電容約為0.8-1.5pF。
29.如權利要求18所述的電容器，其特征在于，所述鐵電材料包括鈦酸鍶鋇。
30.如權利要求18所述的電容器，其特征在于，所述鐵電材料是厚度約為一個微米的薄膜。
31.如權利要求18所述的電容器，其特征在于，所述電容器是微帶間隙電容器。
32.如權利要求31所述的電容器，其特征在于，所述第一導電表面和第二導電表面被約2.5微米寬的間隙分隔開。
33.如權利要求18所述的電容器，其特征在于，所述導電體是厚度在2-3微米之間的金屬帶。
34.如權利要求18所述的電容器，其特征在于，所述電容器是疊層電容器。
35.如權利要求18所述的電容器，其特征在于，所述第二導電表面包括金或銀。
36.如權利要求18所述的電容器，其特征在于從鐵電電容器結合襯墊到所述鐵電電容器的第一錐形由所述第一導電表面在約1.0mils的距.離上寬度由約4.0mils變?yōu)榧s0.1mils的收縮而形成；以及從鐵電電容器到直流偏壓襯墊區(qū)域的第二錐形由所述第二導電表面在約1.0mils的距離上寬度由約0.1mils變?yōu)榧s4.0mils的擴展而形成。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種可調諧鐵電元件(610－614)以及用于測量該鐵電元件損耗的窄帶諧振電路(610－620)。該鐵電元件可以是集成在諧振電路中的電容器。測試方法消除其它來源的損耗，從而分離出由鐵電材料引致的損耗，并且證實這種損耗是很低的。
文檔編號H01Q9/30GK1511261SQ02810744
公開日2004年7月7日 申請日期2002年4月2日 優(yōu)先權日2001年4月11日
發(fā)明者斯坦利·斯拉夫科·通西赫, 斯坦利 斯拉夫科 通西赫 申請人:基奧賽拉無線公司