本發(fā)明屬于電力電子與電工技術領域，特別涉及無電壓傳感器和額外電流傳感器最大功率點實現(xiàn)方法。

背景技術：

在光伏并網(wǎng)微逆變器中，為實現(xiàn)光伏組件的最大功率點跟蹤控制，傳統(tǒng)的方法需要計算光伏組件的功率，再通過比較所計算的功率是否達到最大值，來判斷光伏組件是否已工作在最大功率點。

在本發(fā)明作出之前，通常的計算方法是將光伏組件的輸出電壓和輸出電流做乘法運算得到平均功率。為此需要采樣光伏組件的輸出電壓和輸出電流，而電流和電壓的采樣都需要相應的電流傳感器和電壓傳感器。傳統(tǒng)的電壓檢測方法有差分采樣、電阻分壓采樣、電壓霍爾采樣和線性光耦采樣；而電流的采樣主要有逆變器輸入回路串電阻采樣、電流互感器和電流霍爾采樣。基于電壓霍爾和電流霍爾的采樣方法，都會增加成本，且串電阻采樣電流的方法雖然成本較低，但會增加采樣損耗從而降低了光伏并網(wǎng)微逆變器的效率；另外電壓、電流霍爾采樣方法需要的器件體積都較大，故不利于并網(wǎng)微逆變器功率密度的提高。

對于反激型并網(wǎng)微逆變器或推挽型高頻鏈并網(wǎng)微逆變器，由于變換器的輸入電流呈現(xiàn)峰值脈沖狀，為得到它的平均電流往往需要硬件濾波和數(shù)字濾波相結合的方法，可知不僅增加了成本較高，而且降低了并網(wǎng)微逆變器的可靠性。盡管并網(wǎng)微逆變器可以避免熱斑效應，能讓光伏組件最大效率的輸出功率，而受到青睞。但并網(wǎng)微逆變器的高成本導致了當前光伏微逆變器市場得不到廣泛推廣。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明目的就在于克服上述缺陷，提出無電壓傳感器和額外電流傳感器最大功率點實現(xiàn)方法。

本發(fā)明的技術方案是：

無電壓傳感器和額外電流傳感器最大功率點實現(xiàn)方法，其主要技術特征在于具體步驟如下：

(1)利用基于光伏并網(wǎng)微逆變器主開關管導通電阻采樣電流，由阻塞二極管和偏置二極管相組合的電流檢測電路檢測到流經(jīng)主開關管的電流，將檢測到的電流信號送到調(diào)理電路，再送到數(shù)字控制芯片的采樣端；

(2)數(shù)字控制芯片采樣得到光伏并網(wǎng)微逆變器主開關管的峰值電流信號，并在一個工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)通過比較得到該工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)的峰值電流最大值ipk_max(k)，所述的峰值電流最大值ipk_max(k)對應于主開關管的當前占空比d(k)；

(3)將所述當前占空比d(k)所對應的工頻電網(wǎng)半周期峰值電流最大值ipk_max(k)與上一個峰值電流最大值ipk_max(k-1)比較大小，若當前峰值電流最大值ipk_max(k)大于上一次的ipk_max(k-1)，則表明光伏組件的輸出功率增大，故相應的占空比d應繼續(xù)按同樣的方向進行擾動，即若d(k)大于d(k-1)，則當前的占空比應修正為d(k)＝d(k)+δd，否則當前占空比應修正為d(k)＝d(k)-δd。調(diào)理電路2當ipk_max(k)與ipk_max(k-1)近似相等時，則表明光伏組件已工作在最大功率點，相應的占空比d則為最大功率點時的占空比。

所述還在于僅使用現(xiàn)有的開關管采樣光伏并網(wǎng)微逆變器主開關管的峰值電流，從而省去了額外的電流傳感器，同時也省去了傳統(tǒng)計算光伏組件輸出功率所需的電壓傳感器。

所述還在于采用了一種基于峰值電流最大值的占空比擾動方法實現(xiàn)最大功率點跟蹤。

本發(fā)明的優(yōu)點和效果在于：

因不需要額外的電流傳感器就能得到微逆變器主開關管的峰值電流，因而成本得以降低；本方案通過擾動開關管的占空比并通過相應工頻半周期內(nèi)峰值電流最大值的比較，最終實現(xiàn)光伏組件的最大功率輸出，可見本發(fā)明實現(xiàn)最大功率點跟蹤的控制過程未使用光伏組件的輸出電壓，故與傳統(tǒng)通過計算光伏組件輸出平均功率來確定是否已工作在最大功率點的方法相比較，顯然本發(fā)明的方法無須采樣光伏組件輸出電壓的電壓傳感器，故成本較低。

本方案中由于沒有引入額外的電流傳感器，也沒有使用采樣光伏組件輸出電壓的電壓傳感，故使得并網(wǎng)微逆變器的功率密度得以提高。

本發(fā)明可以實現(xiàn)高功率密度、低成本的光伏并網(wǎng)微逆變器，從而有利于光伏并網(wǎng)微逆變器的市場化。

本方案提出了一種基于峰值電流最大值的占空比擾動方法實現(xiàn)最大功率點跟蹤。傳統(tǒng)最大功率跟蹤技術中需要計算光伏組件的平均功率值，再根據(jù)功率值的大小來判斷光伏組件是否達到最大功率輸出。

傳統(tǒng)方法計算光伏組件的輸出功率涉及乘法運算，而本發(fā)明只要通過對最大峰值電流進行大小的邏輯比較，故程序單元的運算工作量相對較小，且程序執(zhí)行效率高，從而降低了對數(shù)字控制芯片的要求，可采用低成本的數(shù)字控制芯片，進一步降低光伏并網(wǎng)微逆變器的成本。

本發(fā)明的其它優(yōu)點和效果將在下面繼續(xù)說明。

附圖說明

圖1——本發(fā)明原理說明示意圖。

圖2——本發(fā)明應用電路硬件構成示意圖。

圖3——本發(fā)明通過比較峰值電流最大值的大小實現(xiàn)mppt的控制流程圖。

圖4——本發(fā)明中基于比較峰值電流算法實現(xiàn)最大功率點跟蹤的實驗波形示意圖。

圖1中的符號名稱：

圖2中的符號名稱：

圖3中的符號名稱：

圖1、2中各部件對應標號如下：

檢測電路1、調(diào)理電路2、數(shù)字控制芯片3。

具體實施方式

如圖1，圖2所示，本發(fā)明的部件構成：檢測電路1，調(diào)理電路2和數(shù)字控制芯片3。檢測電路1由微逆變器中的主開關及其檢測電路構成，電流流過mosfet開關管，經(jīng)其導通電阻形成與電流信號ip相對應的電壓信號，不妨這里僅用電流信號ip來描述，再通過檢測電路將電流信號送到調(diào)理電路2，經(jīng)調(diào)理后再送到數(shù)字控制芯片3中，由數(shù)字控制芯片3編程來實現(xiàn)最大功率點跟蹤。調(diào)理電路2是由運放及其周邊器件構成的差分采樣電路。

開關管驅動信號vdr經(jīng)門極限流電阻rg輸出分成兩路，一路連到微逆變器主電路中開關管的門極以控制mosfet開關管的通斷，另一路連限流電阻r1后分成兩路，分別連到阻塞二極管d2的陽極和偏置二極管d3的陽極，阻塞二極管d2的陰極再連到微逆變器主電路中mosfet開關管q1的漏極，偏置二極管d3的陰極再連到運放的正相端，通過調(diào)理電路2將信號送給數(shù)字控制芯片3。開關管驅動信號vdr為高電平時，微逆變器主電路中的開關管q1導通，主電路中的電流ip通過開關管q1，在開關管q1的導通電阻上產(chǎn)生電壓降落，此時阻塞二極管d2因承受正向電壓而導通，并在其陽極得到一個電壓值，該電壓值等于開關管q1導通電阻上的電壓降和阻塞二極管d2導通電壓降之和，再經(jīng)偏置二極管d3上的電壓降補償后送到調(diào)理電路2中運放的正向輸入端，只要偏置二極管d3和阻塞二極管d2選擇相同型號，就可以認為運放的輸入端所得到的電壓等于開關管q1導通電阻上的壓降，也就得到了流過開關管q1中電流ip的測量?？芍獧z測電路1和調(diào)理電路2可檢測并采樣光伏并網(wǎng)微逆變器主開關中的峰值電流ip，將之再送到數(shù)字控制芯片3，在數(shù)字控制芯片3中的程序處理單元進行處理。在半個工頻電網(wǎng)周期內(nèi)，光伏并網(wǎng)微逆變器主開關q1按電流臨界連續(xù)工作時，依次得到峰值電流ipk_i(i＝1，2，...，n)。在數(shù)字控制芯片3的程序處理單元，通過比較ipk_i的大小可以得到最大峰值電流ipk_max。在圖1中，ip_max是最大峰值電流ipk_max所在開關周期的平均電流；ip_i(i＝1，2，...，n)是峰值電流ipk_i所在開關周期的平均電流。

本發(fā)明利用mosfet開關管的導通電阻實現(xiàn)電流采樣，從而得到光伏并網(wǎng)微逆變器主開關管q1的峰值電流ip，若在一個工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)采樣次數(shù)是n次，則得到n個峰值電流采樣值，即在程序處理單元中得到ipk_i，其中i＝1，2，...，n。并在一個工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)將所采樣的峰值電流ipk_i進行大小比較，從而得到該工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)的最大峰值電流ipk_max，將所述的最大峰值電流ipk_max與上一個工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)得到的最大峰值電流比較大小，如果所述的最大峰值電流已是最大值，即后續(xù)工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)的最大峰值電流也都比所述的最大峰值電流ipk_max小，那么所述的最大峰值電流ipk_max所對應的工況就是光伏組件的最大功率輸出狀態(tài)，即實現(xiàn)了光伏組件的最大功率點跟蹤。否則通過擾動占空比d的值，直到峰值電流達到最大值，從而對光伏組件的最大功率點實現(xiàn)跟蹤。

下面給出理論分析過程。

如圖1中的數(shù)字控制芯片3所示：對于并網(wǎng)逆變器來說，其輸出到電網(wǎng)的電流波形應是與電網(wǎng)電壓同步的正弦波，且在正弦波的波峰和波谷時輸出電流達到最大，此時主開關管q1中流過的峰值電流將達到最大值ipk_max，在相應開關周期內(nèi)的平均電流記作ip_max。設光伏組件的輸出電壓為ui，光伏組件的輸出電流為ii，則光伏組件的平均輸出功率可以在一個工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)計算得到，如公式(1)：

在一個開關周期ts內(nèi)，設開關管的導通時間為ton，那么可以得到峰值電流ipk_max和對應的開關周期內(nèi)平均電流ip_max的關系如式(2)：

設并網(wǎng)微逆變器高頻電路中變壓器tr1原邊的電感量為lm，可得光伏組件的電壓ui與峰值電流ipk_max的關系，見式(3)：

將式(3)變形得到式(4)：

將式(1)變形得到式(5)：

將式(4)、(5)帶入式(2)中得式(6)：

忽略損耗，光伏組件的輸出功率就是微逆變器的輸入功率。從式(6)可以看出光伏組件的輸出功率pi與i²pk_max成正比，且當ipk_i＞0時，光伏組件的輸出功率pi是ipk_max的單調(diào)增函數(shù)?；谝陨戏治?，在最大功率跟蹤控制時，可以通過判斷ipk_max是否達到最大值來實現(xiàn)最大功率點的跟蹤。

具體結合圖3說明，圖3是基于峰值電流最大值判斷的擾動占空比法mppt控制流程。d是占空比的給定值，其初始值在初始化程序中給出，δd為占空比的擾動步長。程序中以工頻電網(wǎng)半周期的整數(shù)倍時間來調(diào)用擾動法mppt子程序，將當前占空比d(k)所對應的工頻電網(wǎng)半周期峰值電流最大值ipk_max(k)與上一個峰值電流最大值ipk_max(k-1)比較大小，若當前峰值電流最大值ipk_max(k)大于ipk_max(k-1)，根據(jù)上述分析知道，此時光伏組件的輸出功率增大，故相應的占空比d應繼續(xù)按同樣的方向進行擾動，即若d(k)大于d(k-1)，則當前開關管q1的占空比d應修正為d(k)＝d(k)+δd，否則開關管q1的占空比d應為d(k)＝d(k)-δd。若當前峰值電流最大值ipk_max(k)小于ipk_max(k-1)，根據(jù)上述分析知道，此時光伏組件的輸出功率減少，故相應的開關管q1的占空比d應按相反的方向進行擾動，即若d(k)大于d(k-1)，則當前開關管q1的占空比d應修正為d(k)＝d(k)-δd，否則開關管q1的占空比d應為d(k)＝d(k)+δd。當ipk_max(k)與ipk_max(k-1)近似相等時，則表明光伏組件已工作在最大功率點，相應的d則為最大功率點時所對應的占空比。

根據(jù)上述分析，基于峰值電流最大值ipk_max的最大功率點占空比擾動跟蹤方法，包含兩個層次的邏輯大小判斷，首先是在工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)對峰值電流ipk_i進行n次峰值電流大小的比較，得到該工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)的峰值電流最大值ipk_max，然后是將不同工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)的峰值電流最大值進行邏輯大小的比較，從而判斷是否已實現(xiàn)最大功率點的跟蹤。而傳統(tǒng)的最大功率跟蹤技術中需要計算光伏組件的平均功率值，再根據(jù)功率值的大小來判斷光伏組件是否達到最大功率輸出。傳統(tǒng)方法計算光伏組件的輸出功率涉及乘法運算。故采用本方案，其數(shù)字控制芯片3的程序處理單元的運算工作量相對較小，可節(jié)省數(shù)字控制芯片的資源，且程序執(zhí)行效率高，從而降低了對數(shù)字控制芯片的要求，可采用低成本的數(shù)字控制芯片，進一步降低光伏并網(wǎng)微逆變器的成本。

本發(fā)明提出了一種基于峰值電流最大值的占空比擾動方法實現(xiàn)最大功率點跟蹤。由上面的分析知本發(fā)明中的方法不需要配置額外的電流傳感器和電壓傳感器，故采用這種最大功率點控制技術，實現(xiàn)了無電壓傳感器和額外電流傳感器的最大功率點跟蹤，顯然這樣的光伏并網(wǎng)微逆變器具有高功率密度、低成本和高性價比。

從上述分析可知：通過調(diào)節(jié)占空比d的大小，若工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)的峰值電流最大值處于最大值，就表明光伏組件已工作在最大功率點。這給光伏并網(wǎng)微型逆變器的控制提供了一個開環(huán)控制的思路，即無須采用閉環(huán)控制就能很好的控制光伏并網(wǎng)微逆變器的工作狀態(tài)，這樣就可以省去檢測并網(wǎng)電流的傳感器，進一步節(jié)省了成本。

本發(fā)明的一個具體實施例子如下：

將本發(fā)明應用在245w的反激型光伏并網(wǎng)微逆變器中，如圖2所示：光伏組件的輸入電壓范圍：ui＝22v～50vdc，額定電網(wǎng)電壓vg＝180～265vac，額定電網(wǎng)頻率50hz/60hz，電網(wǎng)頻率范圍47-51.5/57～60.5hz。反激電路的主開關管q1采用英飛凌190n15ns，反激變壓器tr1的副邊續(xù)流二極管型號采用cree公司的c4d02120a，運算放大器采用微芯的mcp6022-i，控制芯片采用ti公司的dsp芯片，型號為tms320f28035。

反激型微逆變器主開關管q1中的電流ip由開關管190n15ns及其周邊器件組成的檢測電路1，和由微芯的mcp6022-i及其周邊器件構成的調(diào)理電路2實現(xiàn)采樣，采樣得到的電流信號ip送到tms320f28035中的程序處理單元。在tms320f28035中的程序處理單元中，通過簡單的邏輯運算得到工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)的峰值電流最大值ipk_max，然后采用如圖3的擾動占空比法控制，通過對工頻電網(wǎng)半周期內(nèi)峰值電流最大值進行大小比較，找到實現(xiàn)最大功率輸出時所對應的占空比d，從而實現(xiàn)了實施例的最大功率點跟蹤，這個控制過程是開環(huán)控制，無須并網(wǎng)電流的反饋。圖4所示為最大功率點跟蹤的實驗波形，mppt跟蹤精度達0.99?？梢姳景l(fā)明提出的方法是有效的。

實施例未采用傳統(tǒng)的功率計算和功率比較得到最大功率點的跟蹤控制方法，也沒有采樣光伏組件的輸入電壓，只是采用了比較峰值電流大小的邏輯運算，故相應程序運算單元的運算速度較快且執(zhí)行效率較高；實施例的并網(wǎng)微逆變器由于省去了光伏組件的電壓傳感器和額外的電流傳感器部分，由于可采用開環(huán)控制而省去了并網(wǎng)電流傳感器，故成本較低。本發(fā)明不僅適用于反激型并網(wǎng)微型逆變器，而且適用于推挽型高頻鏈并網(wǎng)微型逆變器，并適用于所有峰值電流控制的微逆變器電路拓撲。

從以上的描述可知，本發(fā)明具有以下優(yōu)點：

(1)無需電壓傳感器和額外的電流傳感器，大大降低了成本；

(2)若采用開環(huán)控制，則無需并網(wǎng)電流傳感器，進一步降低了成本；

(3)發(fā)明的電路應用廣泛，不僅僅局限于光伏并網(wǎng)微逆變器，還可用在光伏離網(wǎng)逆變器；

(4)發(fā)明的方法使得微逆變器具有高性價比。

本發(fā)明并不局限于上述實施例，在本發(fā)明公開的技術方案的基礎上，本領域的技術人員根據(jù)所公開的技術內(nèi)容，不需要創(chuàng)造性的勞動就可以對其中的一些技術特征作出一些替換和變形，這些替換和變形均在本發(fā)明的保護范圍內(nèi)。