專利名稱：時間復用多輸出dc/dc轉換器和電壓調(diào)整器的制作方法
時間復用多輸出DC/DC轉換器和電壓調(diào)整器
背景技術：
通常需要進行電壓調(diào)整以防止對各種微電子組件供電的電源的變化，尤其是在如
蜂窩電話、筆記本電腦和消費產(chǎn)品這類電池供電的應用中需要進行這樣的電壓調(diào)整，各種
微電子組件例如是數(shù)字IC、半導體存儲器、顯示模塊、硬盤驅動器、RF電路、微處理器、數(shù)字 信號處理器和模擬IC。 由于產(chǎn)品的電池或DC輸入電壓通常必須被增高(st印-up)至較高的DC電壓或者 被減低(st印-down)至較低的DC電壓，因此，將這些調(diào)整器稱為DC到DC轉換器。在電池 電壓高于所希望的負載電壓時，就使用減低轉換器。減低轉換器可以包括感應式開關調(diào)整 器、電容式電荷泵以及線性調(diào)整器。反之，當電池的電壓低于對其負載供電所需的電壓時， 就需要增高轉換器，通常稱為升壓轉換器。增高轉換器可以包括感應式開關調(diào)整器或者電 容式電荷泵。 在前述的電壓調(diào)整器中，感應式開關調(diào)整器可以跨越最寬范圍的電流、輸入電壓 和輸出電壓獲得良好的性能。DC/DC感應式開關調(diào)整器的基本原理是基于如下簡單的假 設的電感器中的電流不能瞬時被改變并且電感器將產(chǎn)生反向電壓來抵制其電流的任何改變。 基于電感器的DC/DC開關轉換器的基本原理是將DC電源切換或"切削"為脈沖或 突發(fā)，并且利用包括電感器和電容器的低通濾波器對這些突發(fā)濾波，以產(chǎn)生功能良好的時 變電壓，即，將DC變?yōu)锳C。通過利用一個或多個晶體管以高頻率切換以重復地磁化和去磁 化電感器，則可以將電感器用來增高或減低轉換器的輸入，以產(chǎn)生與其輸入不同的輸出電 壓。在利用磁性使AC電壓變高或變低之后，然后輸出被整流回DC，并且被濾波以移除任何 的紋波(ripple)。 晶體管通常是利用具有低的導通態(tài)電阻的MOSFET來實現(xiàn)的，通常稱為"功率 M0SFET"。利用來自轉換器的輸出電壓的反饋來控制開關條件，即使轉換器的輸入電壓或其 輸出電流的急速改變，也可以維持恒定的經(jīng)過適當調(diào)整的輸出電壓。 為了移除因晶體管的開關動作生成的任何AC噪聲或紋波，輸出電容器被置于開 關調(diào)整器電路的輸出的兩端。電感器與輸出電容器一起形成了能夠移除晶體管的大部分開 關噪聲以防止噪聲到達負載的"低通"濾波器。通常為lMHz或更大的開關頻率必然比濾波 器的"LC"回路的諧振頻率"高"?？缭蕉鄠€開關周期被平均，被開關的電感器表現(xiàn)得就像具 有緩變平均電流的可編程電流源。 由于平均電感器電流是由被偏置為"導通"或"截止"開關的晶體管來控制的，因 此，晶體管中的功耗理論上較小，并且可以實現(xiàn)在百分之八十到九十范圍中的高轉換器效 率。具體地，當利用"高"柵極偏壓將管理MOSFET偏置為導通狀態(tài)(on-state)的開關時， 其表現(xiàn)出具有通常為200毫歐或更小的低RDS(。n)電阻的線性I-V漏極特性。例如在0. 5A 時，這種器件將表現(xiàn)出僅100mV的最大壓降ID *RDS(。n)而不管其高漏極電流如何。在其導通 狀態(tài)的傳導時間期間其功耗為ID2 RDS(。n)。在給出的示例中，在晶體管的傳導期間功耗為 (0. 5A) 2 (0. 2 Q ) = 50mW。
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在其截止狀態(tài)中，功率MOSFET使其柵極被偏置到其源極，S卩，使得Vw = 0。即使 具有等于轉換器的電池輸入電壓Vbatt的所施加漏極電壓V。s，功率MOSFET的漏極電流IDSS 也很小，通常遠低于一微安培并且通常高于毫微安培。電流I^主要包括結漏(junction leakage)。 因此，在DC/DC轉換器中用作開關的功率MOSFET是高效的，這是因為在其截止狀 況中，其在高電壓時表現(xiàn)出低電流，并且在其導通狀態(tài)中，其在低壓降時表現(xiàn)出高電流。除 開關瞬態(tài)之外，功率MOSFET中的ID V。s積保持較小，并且開關中的功耗保持較低。
功率MOSFET不僅用來通過切削輸入電源而將AC轉換為DC，而且還可以用來取 代將合成的AC整流回DC所需的整流器二極管。MOSFET作為整流器的操作通常伴隨著將 MOSFET與肖特基二極管并聯(lián)地布置并且只要二極管導電就導通MOSFET， S卩，與二極管的導 電同步。因此，在這種應用中，將MOSFET稱為同步整流器。 由于將同步整流器MOSFET制作為具有低導通電阻以及比肖特基二極管低的壓降 的大小，因此，傳導電流從二極管被轉移到MOSFET溝道并且"整流器"中的整體功耗被減 小。大多數(shù)功率MOSFET包括寄生的源漏極二極管(source-to-drain diode)。在開關整 流器中，這種固有的P-N二極管的取向必須與肖特基二極管具有相同的極性，S卩，陽極到 陽極、陰極到陰極。由于這種硅P-N二極管和肖特基二極管的并聯(lián)組合僅在同步整流器 MOSFET導通之前的較短間隔內(nèi)承載電流(稱為"先通后斷"(break-before-make))，因此， 二極管中的平均功耗較低并且肖特基二極管時常完全被除去。 假設與振蕩周期相比晶體管開關事件較快，在電路分析中，開關期間的功耗可以 被認為忽略不計或者替代地被當作固定的功耗。于是，整體上，可以通過考慮傳導損耗和柵 極驅動損耗來估計低電壓開關調(diào)整器中的功耗。然而，在數(shù)兆赫的開關頻率時，開關波形分 析變得更加重要，并且必須通過分析相器件的漏極電壓、漏極電流和柵極偏壓驅動與時間 的關系來進行考慮。 基于上面的原理，現(xiàn)代的基于電感器的DC/DC開關調(diào)整器是利用很寬范圍的電 路、電感器和轉換器拓撲來實現(xiàn)的。大體上，它們被分為兩種主要類型的拓撲，即非隔離轉 換器和隔離轉換器。 常見的隔離轉換器包括反激式和正激式轉換器，并且需要變壓器或經(jīng)耦合的電感 器。在更高功率時，還使用全橋轉換器。隔離轉換器能夠通過調(diào)節(jié)變壓器的初級繞組與次 級繞組比來增高或減低其輸入電壓。具有多個繞組的變壓器可以同時產(chǎn)生多個輸出，包括 比輸入高的電壓和比輸入低的電壓。變壓器的缺點是與單繞組電感器相比它們較大并且遭 受不希望的雜散電感。 非隔離電源包括減低降壓轉換器、增高升壓轉換器以及降壓升壓轉換器 (Buck-boost converter)。特別地，降壓和升壓轉換器是高效的并且大小較小，尤其是在兆 赫頻率范圍中操作時，可以使用2.2iiH或更小的電感器。這種拓撲在每個線圈中產(chǎn)生單個 經(jīng)調(diào)整的輸出電壓，并且需要專用控制環(huán)路和用于每個輸出的單獨的P麗控制器，以不斷 地調(diào)節(jié)開關導通時間從而調(diào)整電壓。 在便攜式和電池供電的應用中，通常采用同步整流來提高效率。采用同步整流的 減低降壓轉換器稱為同步降壓調(diào)整器。采用同步整流的增高升壓轉換器稱為同步升壓調(diào)整 器。
同步升壓轉換器操作如圖1所示，現(xiàn)有技術的同步升壓轉換器1包括低位 (low-side)功率M0SFET開關9、與電池相連的電感器2、輸出電容器5以及與整流器二極 管4并聯(lián)的"浮動的"同步整流器M0SFET 3。 MOSFET的柵極由先通后斷電路7驅動并且由 P麗控制器6響應于來自出現(xiàn)在濾波電容器5兩端的轉換器的輸出的電壓反饋VFB進行控 制。需要BBM操作來防止輸出電容器5短路。 可以是N溝道或P溝道的同步整流器MOSFET 3從其源極和漏極端子永遠不連接 到任何供電軌(即，既不連到地也不連到Vbatt)的意義上來說，被認為是浮動的。二極管4 是同步整流器MOSFET 3固有的P-N二極管，而不管同步整流器是P溝道還是N溝道器件。 可以與MOSFET 3并聯(lián)地包括肖特基二極管，然而，所具有的串聯(lián)電感使得不能足夠快地操 作以從正向偏置固有二極管4轉移電流。二極管8包括N溝道低位MOSFET 9固有的P_N 結型二極管，并且在正常的升壓轉換器操作下保持被反向偏置。由于二極管8在正常升壓 操作下不導電，因此被示為虛線。 如果將轉換器的占空系數(shù)D定義為能量從電池或電源流向DC/DC轉換器的時間， 即低位MOSFET開關9導通并且電感器2被磁化的時間期間，則升壓轉換器的輸出與輸入電 壓之比與1減去其占空比系數(shù)的倒數(shù)成比例，即，<formula>formula see original document page 7</formula>
雖然該等式描述了較寬范圍的轉換比，然而，在沒有極快的器件和電路響應時間 的情況下，升壓轉換器不能夠平滑地接近單位(unity)傳送特性。對于高占空系數(shù)和轉換 比，電感器傳導大的尖峰電流并且降低了效率?？紤]到這些因素，升壓轉換器占空系數(shù)實際 上被限于5%到75%的范圍內(nèi)。 對多個經(jīng)調(diào)整的電壓的需要現(xiàn)在的電子設備需要大量經(jīng)調(diào)整的電壓來進行操 作。例如，智能電話在單個手持單元中可能使用二十五個以上的單獨的經(jīng)調(diào)整電源供應?？?間限制妨礙了均具有單獨電感器的這么多開關調(diào)整器的使用。 不幸的是，多輸出非隔離轉換器需要多個繞組或抽頭線圈(tapped)電感器。雖然 比隔離轉換器和變壓器小，然而，抽頭電感器仍然比單繞組電感器大得多并且在高度上更 高，并且遭受增加的寄生效應和輻射噪聲。結果，在諸如手機和便攜式消費電子之類的任何 空間敏感的或便攜式設備中通常不采用多繞組電感器。 作為折衷的辦法，當今的便攜式設備僅采用與大量線性調(diào)整器相組合的少量開關 調(diào)整器來產(chǎn)生所需數(shù)目的獨立供應電壓。雖然低壓降(low-drop-out)線性調(diào)整器或LDO 的效率通常比開關調(diào)整器差，然而，由于不需要線圈，因此它們要小得多并且成本更低。結 果，為了較低成本和較小的大小而損失了效率和電池壽命。 因此，需要能夠從單個繞組電感器產(chǎn)生多個輸出并且使成本和大小兩者都最小化 的開關調(diào)整器。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的實施例包括具有多個輸出的升壓開關轉換器。作為典型的實現(xiàn)方式，電 感器連接在輸入電源(通常為電池)與節(jié)點l之間。低位開關連接節(jié)點Vx與地。包括兩 個或更多個輸出級。每個輸出級包括高位開關和輸出電容器。每個輸出級被連接為將電流遞送到各個負載。 控制電路被連接為以重復序列來驅動低位開關和高位開關。作為典型的實現(xiàn)方 式，該序列的第一階段將電感器連接在輸入電源與地之間。這使得電感器以磁場的形式存 儲電荷。 在第二階段和后續(xù)階段期間，每個輸出級依次被選擇。當各級被選擇時，其高位開 關被增強。這使得電流從電感器流到包括其輸出電容器和負載在內(nèi)的所選輸出級。然后序 列重復，電感器被再充電。 應當理解，其它序列也可以是同樣有效的。這意味著例如電感器可以更經(jīng)常地 (例如在各個輸出級激活之間)或更少地被充電。還可以靜態(tài)地或動態(tài)地使一個或多個輸 出級的激活優(yōu)先級化。 可以使用各種方法來調(diào)整升壓開關轉換器。通常，這包括脈寬調(diào)制，其中，輸出級 的激活持續(xù)時間是變化的。電感器充電時間也可是變化的。還可以使用脈沖頻率調(diào)制，其 中，輸出級激活的速率被調(diào)制以與負載狀況相匹配。 上述轉換器作為升壓轉換器操作。由各個輸出級產(chǎn)生的電壓超過供應電壓。通 常，每個輸出級將產(chǎn)生不同的輸出電壓，因此，轉換器作為兩個或更多個升壓轉換器系列來 操作。還可以利用相關拓撲實現(xiàn)反相轉換器。反相轉換器的典型實現(xiàn)方式包括連接在地與 節(jié)點V,之間的電感器。低位開關連接節(jié)點V,與輸入電源(通常為電池)。包括兩個或更 多個輸出級。每個輸出級包括高位開關和輸出電容器。每個輸出級被連接為將電流遞送到 各個負載。 如前所述，控制電路以重復序列來對電感器充電并激活輸出級。這使得每個輸出 級遞送不同的輸出電壓，所有輸出電壓具有與電源電壓相反的極性。實際上，反相轉換器作 為反相器系列進行操作，反相器的數(shù)目與輸出級的數(shù)目相對應。


圖1是現(xiàn)有技術的同步升壓轉換器的框圖。 圖2是時間復用電感器(TMI)雙輸出同步升壓轉換器的示意圖。 圖3A是示出雙輸出TMI同步升壓轉換器在電感器被磁化的階段期間的操作的示意圖。 圖3B是示出圖3A的雙輸出TMI同步升壓轉換器在電荷被傳送到V。UT1 (C)的階段 期間的操作的示意圖。 圖3C是示出圖3A的雙輸出TMI同步升壓轉換器在電荷被傳送到V。UT2(C)的階段 期間的操作的示意圖。 圖4是示出雙輸出TMI同步升壓轉換器的算法的流程圖。 圖5A是示出雙輸出TMI同步升壓轉換器的開關波形的曲線圖。 圖5B是示出強調(diào)了雙輸出TMI同步升壓轉換器的先通后斷行為的開關波形的曲線圖。 圖6示出了使用具有基體(body)偏壓生成器的P溝道MOSFET以消除固有的源漏 極二極管的雙輸出TMI同步升壓轉換器的實現(xiàn)方式。 圖7A示出了使用具有基體偏壓生成器的N溝道M0SFET的雙輸出TMI同步升壓轉換器的實現(xiàn)方式。 圖7B示出了使用基體接地(grounded body)的N溝道M0SFET的雙輸出TMI同步 升壓轉換器的實現(xiàn)方式。 圖8示出了雙輸出TMI升壓和同步升壓轉換器。 圖9A示出了三輸出TMI同步升壓轉換器。 圖9B是用于操作圖9A的升壓轉換器的第一算法的流程圖。 圖9C是用于操作圖9A的升壓轉換器的第二算法的流程圖。 圖9D是用于操作圖9A的升壓轉換器的第三算法的流程圖。 圖9E是用于操作圖9A的升壓轉換器的第四算法的流程圖。 圖10示出了雙輸出TMI同步升壓轉換器。 圖11示出了數(shù)位控制三輸出TMI同步升壓轉換器。 圖12示出了經(jīng)改進的數(shù)位控制三輸出TMI同步升壓轉換器。
具體實施例方式
如前所述，傳統(tǒng)的非隔離開關調(diào)整器需要一個單繞組電感器以及用于每個經(jīng)調(diào)整 的輸出電壓的相對應的專用P麗控制器。相反，本公開描述了能夠從一個單繞組電感器產(chǎn) 生多個經(jīng)獨立調(diào)整的輸出的創(chuàng)新性升壓轉換器。 圖2示出了兩輸出的形式，時間復用電感器升壓轉換器10包括低位N溝道MOSFET 11、電感器12、具有固有的源漏極二極管15的浮動同步整流器14、無源漏極二極管的浮動 同步整流器13、分別對輸出V。UT1和V。UT2濾波并驅動負載20和19的輸出濾波電容器17和 16。調(diào)整器操作由驅動先通后斷緩沖器21(也稱為縮寫B(tài)BM)的P麗控制器22控制，先通 后斷緩沖器21進而控制M0SFET 11、13和14的導通時間。P麗控制器22可以以固定頻率 或可變頻率進行操作。通過來自V,和V,輸出的反饋、利用相對應的反饋信號V皿和V， 來實現(xiàn)閉環(huán)調(diào)整?？梢园凑招枰ㄟ^電阻分壓器(未示出)來縮放反饋電壓。低位M0SFET ll包括用虛線示出的固有的P-N二極管18，其在正常操作時保持被反向偏置并且不導電。
具有時間復用電感器的升壓轉換器的操作原理是有順序的，磁化電感器，然后在 再次磁化電感器之前逐個地將能量傳送到每個輸出。圖4的流程40針對具有經(jīng)獨立調(diào)整 的輸出V。UT1和V。UT2的雙輸出轉換器圖示出了這種算法。 作為示例實現(xiàn)方式，雙輸出轉換器10包括如圖3A-3C所示在電池輸入V^t、第一 電壓輸出V。m和第二電壓輸出V。UT2間的時間復用電感器12。在圖3A的電路30中，通過導 通低位N溝道M0SFET 11而使電感器12磁化，在此時間期間
Vx = VDS(。n) = IL RDSN(on) 其中，IJt)是取決于時間的電感器電流，并且RDSN(。n)是低位N溝道M0SFET 11的 導通態(tài)電阻，通常在數(shù)十到數(shù)百毫歐的范圍。 圖5A圖示出了與調(diào)整器10的操作相對應的開關波形，包括l電壓曲線圖50、電 感器電流曲線圖51、輸出電壓曲線圖52和M0SFET電流曲線圖53。如圖所示，(t,t》到T 之間的間隔tmag對應于對電感器12的磁化。該磁化階段還被圖示為時刻t。之前的間隔中 的初始狀況。持續(xù)時間^的t。與^之間的間隔對應于將能量從電感器傳送到V。皿。類似 地，持續(xù)時間t2的^與(t一t》之間的間隔對應于將能量從電感器傳送到V。UT2。
如曲線圖50所示，當L斜線上升時，Vx維持非常接近于地的電位57，并且二極管 15保持反向偏置并且不導電。電感器電流IJt)在時刻t?；驎r刻(t,t2)時的這種操作的 第一狀態(tài)的結束處分別達到其峰值60A或60B。這種持續(xù)時間間隔tmag在此被稱為轉換器 的磁化階段，其是需要被遞送到負載的所有能量必須被存儲在電感器中的間隔。在此間隔 期間，截止的MOSFET 13和14將轉換器的輸出從電感器12斷開連接，在此時間期間，電容 器17和16必須對負載20和19供電，如曲線圖52的輸出電壓中的衰減所證實的。
轉變到下一階段包括在導通任一同步整流器MOSFET之前使MOSFET 11截止。需 要稱為先通后斷或BBM間隔的、其間所有三個MOSFET均截止的這種短暫間隔來確保在開關 轉變期間輸出電容器16或17不會不慎被短路。因此，BBM操作避免了稱為"貫通電流"的 不希望的電流尖峰，這種電流尖峰會降低效率、增加噪聲并且可能導致器件損壞。
先通后斷間隔t皿通常取決于諸如升壓轉換器10中的BBM柵極驅動緩沖器21之 類的BBM電路的設計而在數(shù)納秒至數(shù)百納秒的范圍內(nèi)。雖然BBM操作僅在轉變期間發(fā)生， 然而，其并不被認為是轉換器"狀態(tài)"。因此，短的BBM間隔確保電路和雜散電容將減弱Vx 節(jié)點上的快速轉變，防止不希望的電壓尖峰。如圖5B所示，VJ皮形的特寫70揭示了 取決 于電容，Vx電壓可能表現(xiàn)出由曲線71所示的小的瞬間增長，或者跳躍至受前向偏置的二極 管15限制的較高電壓72。 在由圖3B的電路31所示的第二階段的操作中的先通后斷間隔之后，Vx處的電壓 響應于MOSFET ll中電流的中斷而上升。在該轉變之后，同步整流器之一，在此示例中為 MOSFET 13被導通，以將電感器電流^引導至輸出V。肌、濾波電容器17和負載20。如曲線 圖50所示，在時刻t。和T，VX電壓過沖然后固定到基本上等于V。UT1的值上。與該事件同步 地，如曲線圖53所示電感器12中的電流從MOSFET 11被重新導向MOSFET 13，并且在其峰 值60A處的^此后開始衰減。 在持續(xù)時間^之后，即在將電容器17充電到通過來自V。UT1的反饋控制確定的指定 電壓63所需的時間之后，轉換器表現(xiàn)出另一短的先通后斷間隔，在此間隔期間，取決于電 容，V,電壓跳躍至由圖5B中的瞬態(tài)73所示的較高電壓，其中，通過瞬間前向偏置二極管15 而使Vx電壓被鉗位到其最大值。如曲線圖53所示，電感電流L = L從同步整流器MOSFET 13被重新導向MOSFET 14以開始對V。UT2的電容器16充電，由此I: — 12。在此瞬間，V。肌達 到其峰值電壓63并且此后開始衰減，而V。UT2達到其最小電壓61并且此后開始充電。
在持續(xù)時間^之后，即在時刻t = (t一t》，電容器16達到其峰值目標電壓62。同 樣，作為在持續(xù)時間間隔(t,t2)中對兩個電容器16和17充電而不進行刷新的結果，電感 器12中的電流L達到其最小電流61。然后所有MOSFET截止，并且如圖5B所示，Vx電壓瞬 間增加至(V。m+Vf)，其中，Vf是二極管15兩端的前向偏置電壓。此后，低位N溝道MOSFET 11導通，電感器11隨著其電流斜線上升而被磁化，并且循環(huán)再次開始。
以這種方式，兩個輸出被調(diào)整為兩個不同的電壓V。UT1和V。UT2，它們都是從單個電感 器供電的。由于AQ = C* AV，因此，在其充電循環(huán)期間每個輸出電容器上被刷新的電荷由 下式給出 <formula>formula see original document page 10</formula> 以及
<formula>formula see original document page 11</formula>
每個循環(huán)時電感器中的總能量必須在磁化循環(huán)期間在閉環(huán)反饋下被補足。
時間復用電感器升壓轉換器的Vx節(jié)點的最大電壓是由最高輸出電壓V。UT2加上鉗 位二極管兩端的前向偏置電壓Vf來確定的，即，Vx(max)《(V。UT2+Vf)。所有MOSFET在其截 止狀態(tài)中都需要能夠阻斷Vx(max)。 P溝道同步整流雖然用來磁化TMI升壓轉換器的電感器的低位MOSFET通常為N 溝道的，然而，同步整流器MOSFET可以是P溝道。 如圖6的電路80所示，最高電壓輸出可以利用源與基體短接的傳統(tǒng)P溝道M0SFET 83作為同步整流器。同步整流器MOSFET 83必須被導向，以使得其源漏極二極管84具有如 下取向陽極連接到電感器82和MOSFET 81的漏極，即連接到Vx節(jié)點，并且陰極連接到輸 出V。UT2和電容器85。由于在對電容器85充電時Vx僅超過V。UT2，因此，在其它操作條件下， 二極管84保持被反向偏置。就此而言，由于V。UT1 > Vx，因此，MOSFET 83在其截止狀態(tài)中僅 需要單向阻斷。通過將P溝道83的柵極拉向地來導通MOSFET并且將其柵極連接到V。UT2來 關斷它，從而容易地實現(xiàn)P溝道83的柵極偏置V『 連接到V。un的同步整流器MOSFET 87的構造完全不同。當N溝道81導電時，Vx接 近于地并且V。UT1 > Vx。相反地，當P溝道83導電時，Vx = V。UT2，以使得極性與先前情況相 反Vx > V。UT1。結果，MOSFET必須在其截止狀態(tài)中雙向地阻斷傳導，并且不能包括并聯(lián)的源 漏極二極管。 為了防止二極管導電，P溝道87的基體端子不被短接到其源極或漏極端子，而 是由基體偏壓生成器89來偏置，基體偏壓生成器89包括具有交叉耦合的柵極的P溝道 MOSFET 90A和90B。具體地，P溝道90A的源極和漏極端子與P_N 二極管88A并聯(lián)地連接 在MOSFET 87的基體和V。UT1之間。P溝道90B的源極和漏極端子與P_N 二極管88B并聯(lián)地 連接在MOSFET 87的基體和Vx之間。MOSFET 90A和90B的柵極與連接到Vx的MOSFET 90A 的柵極以及連接到V。UT1的MOSFET 90B的柵極交叉耦合。P溝道MOSFET 87的N型基體連 接被與MOSFET 90A和90B以及P_N 二極管88A和88B的陰極共享。 BBG電路89的操作通過分路(shunting)來避免前向偏置源極到基體和漏極到基 體二極管88A和88B，利用在任何給定時間僅一個處于其"導通"狀態(tài)的導電的MOSFET 90A 或90B來前向偏置二極管88A和88B中的任一個。例如，當Vx > V。UT1時，二極管88B被前 向偏置，然而由于P溝道90B的交叉耦合的柵極相對于其源極為負，因此MOSFET 90B導通， 將MOSFET 87的基體短接到Vx端子，并且由此使得二極管88B短路。由于其陰極具有比其 陽極更高的電位，因此P-N 二極管88A被反向偏置并且不傳導電流。類似地，P溝道90A的 柵極比其源極具有更高電位，從而使得MOSFET 90A保持截止。 由于BBG電路89關于源極和漏極對稱，因此，其在相反極性偏置時進行類似地操 作。具體地，當V。UT1 > Vx時，二極管88A被前向偏置，然而由于P溝道90A的交叉耦合的柵 極相對于其源極為負，因此，M0SFET90A導通，將MOSFET 87的基體短接到V。UT1端子，并且由 此使得二極管88A短路。由于其陰極具有比其陽極更高的電位，因此P-N二極管88A被反向 偏置并且不傳導電流。類似地，P溝道90B的柵極比其源極具有更高電位，從而使得MOSFET 90B保持截止。
因此，無論哪個端子被偏置得電位更高，M0SFET 87固有的P_N 二極管88A和88B保持被反向偏置并且截止。雖然有時亦稱為"基體搶奪器(body snatcher)"的基體偏壓生成器的概念本身不是新穎的，然而其在多輸出轉換器80中的作用是至關重要的，以防止將Vx鉗位到低于V。UT2的電壓。容易將基體偏壓生成器電路89的實現(xiàn)方式集成到使用公共P型襯底的非隔離CMOS晶片制造中，這是因為MOSFET 87的基體區(qū)域包括N型阱，該N型阱自然地與公共P型襯底相隔離。 N溝道同步整流圖6圖示出了采用多個P溝道同步整流器的TMI升壓轉換器；替代地，還可以采用N溝道MOSFET來執(zhí)行同步整流器功能。圖7A圖示出了 TMI升壓轉換器的全N溝道實現(xiàn)方式100，包括低位N溝道MOSFET 101、電感器102、具有固有的PN源漏極并聯(lián)二極管105的第一N溝道同步整流器MOSFET 104、具有固有的PN源極到基體和漏極到基體二極管106A和106B并且具有基體偏壓生成器電路117的第二N溝道同步整流器MOSFET103，以及輸出濾波電容器115和116。其余組件108至114包括用于執(zhí)行N溝道同步整流器MOSFET 103和104的柵極驅動的電路。 雙輸出時間復用升壓轉換器100的操作在算法上與先前描述的轉換器10和80相同，包括序列導通低位MOSFET 101并且磁化電感器102 ;使MOSFET 101截止并且導通同步整流器103以對輸出電容器116充電并且將能量遞送到輸出V。肌，使MOSFET 103截止并且導通同步整流器104以對輸出電容器115充電并且將能量遞送到輸出V。吣，然后，重復整個序列。 與使用P溝道同步整流器的轉換器80類似，僅連接到最高輸出電壓V。UT2的同步整流器MOSFET可以包括允許與同步整流器MOSFET 10協(xié)同導電的固有PN 二極管105。連接到較低輸出電壓的所有其它同步整流器必須沒有與MOSFET的源漏極端子并聯(lián)的任何前向偏置的二極管。 包括交叉耦合的N溝道MOSFET 107A和107B的BBG電路117實現(xiàn)了這樣的目的，即，防止二極管106A或106B在前向偏置時傳導電流。盡管是利用N溝道MOSFET取代P溝道器件實現(xiàn)的，然而，基體偏壓生成器電路117的操作以與先前描述的BBG電路89類似地方式進行，即，短接任何前向偏置的二極管，以使得僅反向偏置的二極管出現(xiàn)在MOSFET的源漏極端子兩端，無不管所施加的極性如何。 例如，當1> V。m時，即，當電感器102正將能量傳送到轉換器的輸出之一時，在其柵極上得到的正向柵極偏壓導通了將MOSFET 103的基體連接到V。UT1的BBG MOSFET 107A，并且由此使得前向偏置的二極管106A短路。由于其陰極以VJ扁置并且其陽極連接到電位更低的V。UT1端子，因此，另一二極管106B被反向偏置并且不傳導電流。
反之，當V。UT1 > Vx時，例如，當電感器102正被磁化時，107B的柵極上的正柵極偏壓導通了將MOSFET 103的基體連接到Vx的107B，并且于此使得前向偏置的二極管106B短路。由于其陰極以V。UT1偏置并且其陽極連接到電位更低的Vx端子，因此，另一二極管106A被反向偏置并且不會出現(xiàn)不希望的電流傳導。 如圖所示，N溝道MOSFET 103的P型基體與N溝道BBG M0SFET107A和107B的P型基體以及二極管106A和106B的陽極共享電連接。結果，器件103、106和107可以共享公共浮動P型區(qū)域或阱。不幸的是，與P溝道BBG實現(xiàn)方式89不同，N溝道BBG電路117不能被容易地集成，這是因為大多數(shù)的IC制備工藝包括具有接地的P型襯底的非隔離CM0S。
無隔離，任何P型區(qū)域將不可避免地被接地并且不能浮動或者響應于變化的條件
而被偏置。這樣，N溝道BBG電路117只能被集成到提供電隔離和"浮動"N溝道MOSFET的
IC工藝中，這些工藝往往更復雜、更昂貴并且不能從商業(yè)晶圓代工廠商獲得。 圖7B圖示出了對這種困難處境的一種補救方法，其中，電路119中的N溝道
MOSFET 103使其基體連接到地，從而使得二極管106A和106B總是保持被反向偏置，這消除
了對需要浮動N溝道MOSFET和電隔離的BBG電路的需要。使N溝道103的基體接地的問
題在于由稱為體效應的現(xiàn)象引起的不希望的閾值增加，體效應的特征為由于反向偏置晶體
管的源極到基體結而使得MOSFET的閾值增加。該增加大致與結的反向偏置的平方根成比
例，從而 K F ~ = F 由此等式，如果V。UT1為3V，則同步整流器MOSFET 103的閾值電壓將增加3V的平方根，即Vt,將增加1. 7V，并且由此減小了 MOSFET的有效柵極驅動(Ves-VtN)并且增加了同步整流器功率MOSFET的特定于區(qū)域的導通電阻。在此情況中，N溝道柵極驅動變?yōu)殛P鍵的考慮因素。 轉換器100中的柵極驅動電路包括驅動N溝道同步整流器M0SFET104的自舉電容器110、浮動柵極驅動緩沖器108以及自舉二極管112，以及驅動N溝道同步整流器MOSFET103的自舉電容器111、浮動柵極驅動緩沖器109和自舉二極管113，它們由先通后斷電路BBM 114控制，以防止同步整流器MOSFET 103和104同時導電。自舉操作包括每當V,接近地時就將自舉電容器IIO和111充電至電壓(V^t-Vf)，然后利用自舉電容器上的電荷來對浮動柵極緩沖器108和109供電。當同步整流器M0SFET103導電時，V, " V。UT1，并且對緩沖器109供電的電容器111的正極端子上的電位最初具有相對應的電位(V。UT1+Vbatt-Vf)并且在其驅動緩沖器109時放電。由于它們都參考電位Vx，因此，對緩沖器109和MOSFET 103
供電的凈電壓為(vbatt-vf)。 類似地，當同步整流器MOSFET 104導電時，Vx " V。UT2，并且對緩沖器108供電的電容器110的正極端子上的電位最初具有相對應的電位(V。UT2+Vbatt-Vf)并且在其驅動緩沖器108時放電。由于它們都參考電位Vx，因此，對緩沖器108和MOSFET 104供電的凈電壓為
(vbatt-vf)。 混合同步和異步整流器轉換器圖8圖示出了包含具有肖特基二極管124的單個同步整流器123的簡化雙輸出TMI升壓轉換器120。在轉換器120中，P麗控制器131控制MOSFET 121和123的導通時間并且輸出電壓V。脂和V固。操作包括導通MOSFET 121、磁化電感器122，然后使MOSFET 121截止并且導通同步整流器MOSFET 123以對電容器127充電。在此轉變期間，BBM電路130防止MOSFET 121和123同時導電。 當把電容器127充電到其調(diào)整后的電壓之后，同步整流器M0SFET123截止。此時，由電感器122施壓Vx的上升到V。UT2之上，并且前向偏置肖特基124，對電容器126進行充電。當V。UT2到達其調(diào)整后的電壓時，P麗控制器131導通MOSFET 121并且此后該循環(huán)重復。低位MOSFET 121和同步整流器MOSFET 123形成同步升壓轉換器。低位MOSFET和肖特基二極管124形成傳統(tǒng)的非同步升壓轉換器。因此，時間復用電感器升壓轉換器120包括傳統(tǒng)的升壓轉換器和同步升壓轉換器以及電壓調(diào)整器的混合。
13
多通道TMI升壓轉換器圖9A圖示出了三輸出TMI升壓轉換器140，包括N溝道 MOSFET 141、電感器142、三個同步整流器146、145和143以及與經(jīng)獨立調(diào)整后的輸出V。UT3、 V,和V固相對應的電容器147、148和149。對最高的正輸出電壓V。UT3供電的MOSFET 143 包括并聯(lián)的PN 二極管整流器144。 對電感器142的時間復用交替地進行向所有三個輸出傳送能量和磁化電感器 142。在圖9B的算法150中，四種狀態(tài)是這樣的順序電感器僅當能量被傳送到所有三個輸 出之后被磁化。該算法包括磁化電感器142，向V。UT1的電容器149傳送能量，向V。UT2的電 容器148傳送能量，向V。UT3的電容器147傳送能量，并且此后重復從磁化電感器起的整個循 環(huán)。 該方法遭受了電感器電流中的最嚴重紋波，但是以可能的最高速率來均一地刷新 輸出電容器。作為描述各個算法的簡化符號，這里，將M定義為指代磁化電感器的步驟并且 定義表示在電感器被再次磁化之前被刷新的輸出的具體編號的數(shù)字。利用這種命名法，則 該算法可以稱為M123，即磁化電感器，然后相繼向三個不同輸出傳送能量，然后重復。
在圖9C的算法151所示的本發(fā)明另一實施例中，在向每個輸出傳送能量之后立 即磁化電感器。該算法包括磁化電感器142，向V。UT1的電容器149傳送能量，磁化電感器 142，向V。UT2的電容器148傳送能量，磁化電感器142，向V。UT3的電容器147傳送能量，并且 此后重復整個循環(huán)。該方法在電感器電流中表現(xiàn)出最小紋波，但是允許輸出電容器電壓在 被刷新之前下陷較多，從而增加了輸出電壓紋波。作為速記，該算法遵循M1M2M3的模式。
在圖9D所示的算法152中，每當?shù)谌齻€階段時即在向兩個輸出傳輸能量之后電感 器被磁化。該算法包括磁化電感器142，向V。UT1的電容器149傳送能量，向V。UT2的電容器 148傳送能量，磁化電感器142，向V。UT3的電容器147傳送能量，向V。UT1的電容器149傳送 能量，磁化電感器142，向V。UT2的電容器148傳送能量，向V。UT3的電容器147傳送能量，然后 重復整個循環(huán)。這種方法獲得了輸出電壓紋波與電感器輸入電流紋波之間的折衷。該算法 遵循模式M12M31M23。 在許多應用中，一個特定電源需要滿足嚴格的電壓調(diào)整容限而其它的不需要，這 或許是因為它們不重要或許是因為它們很少經(jīng)受負載瞬變(load transient)。圖9E圖示 出了這種"優(yōu)選輸出"算法153，其中，一個特定的輸出比其它兩個輸出更頻繁地被刷新。在 這里定義的速記命名法中，該優(yōu)先輸出算法遵循模式M1M2M1M3。 如圖所示，可以將任意數(shù)目的復用算法用來實現(xiàn)多輸出時間復用電感器升壓轉換 器。例如，替代的優(yōu)選輸出算法可以包括M1M123模式。如果兩個輸出被優(yōu)選而僅一個輸出 不重要，則"被忽視輸出"算法可以包括M12M12M3，其中，輸出3被給予僅在1/8的循環(huán)時間 中進行再充電的機會。 在給出的所有示例中，算法是由控制器決定的而未考慮負載。雖然連接到任何給 定輸出的電感器的停留時間響應于反饋而變化，然而，用來給予刷新其輸出電感器的機會 的頻率取決于控制器所執(zhí)行的算法。控制器判斷何時"詢問"特定輸出是否需要被連接到 電感器并且使其電容器被刷新的這種方法可以被當作"輪詢"("polled")系統(tǒng)，S卩，控制 器輪詢每個負載，并且僅當負載被選擇后才有機會刷新其下陷的電容器電壓。越大電容器
的電壓衰減得越慢，然而它們的電壓仍然隨著時間而衰減。 在使用反饋的另一方法中，P麗控制器可以給予需要刷新的任何輸出以優(yōu)先級。再次參考圖2中的轉換器IO，兩個輸出V。UT1和V。UT2通過相對應信號VFB1和VFB2被反饋回控制 器22。如上所述，MOSFET 13和14的導通時間^和t2是利用負反饋來確定的，以獲得穩(wěn)定 的閉環(huán)控制。 然而，該電壓反饋信息還可以用來動態(tài)地調(diào)節(jié)調(diào)整器的算法。例如，如果使用諸如 給予兩個輸出平等對待的M1M2之類的時間復用算法，并且如果V。皿開始失去調(diào)整達數(shù)個循 環(huán)，則轉換器可以動態(tài)地調(diào)節(jié)其算法以幫助糾正問題。在V。UT1正經(jīng)歷瞬變并且難以維持調(diào) 整的間隔期間，控制器可以切換到諸如M1M12之類的"優(yōu)選輸出"算法，以使得輸出l得到
更多關注。 另一方法是使用反饋信息生成中斷，S卩，檢測需要優(yōu)先關注的狀況并且暫停正常 操作直到狀況被補救為止。例如，如果V,將下降到目標輸出電壓以下10%，則立即跳至 使同步整流器13導通并且通過來自電感器12的電流刷新電容器17的狀況。通過立即對 事件作出響應并且改變不能預見或預測的狀況，中斷驅動的TMI升壓轉換器可以比使用輪 詢的實現(xiàn)方式更快地對動態(tài)改變作出響應。如果多于一個的輸出可以同時生成優(yōu)先中斷， 則必須包括中斷優(yōu)先列表或層次化邏輯，以解決沖突并且確定調(diào)整器應當如何起作用。
反向多輸出TMI升壓轉換器到此為止，這里公開的TMI電路拓撲能夠從單個電感 器生成多個正向輸出電壓。時間復用電感器在反向升壓轉換器或"反相器"中同樣有效。圖 10的示意圖160圖示出了根據(jù)本發(fā)明作出的雙輸出TMI反相器。與采用低位MOSFET以及 與電池相連接的電感器類的升壓轉換器不同，反相器將這兩個組件倒置，即MOSFET 161連 接到正向電池輸入，即在高位上，而電感器162連接到地。示出了P溝道MOSFET 161，這是 因為P溝道M0SFET比N溝道M0SFET更易被驅動為高位器件。通過適當?shù)母訓艠O驅動電 路，N溝道M0SFET可以取代M0SFET 161，而不用改變TMI反相器160的操作。
每當高位MOSFET 161導電時，電感器電流斜線上升，并且電感器162被磁化 并存儲能量。這里被標為Vy的電感器162與高位M0SFET 161的連接具有最大正向電壓 (Vbatt_L *RDSP)，即近似等于Vbatt的電壓。每當高位MOSFET 161截止時，Vy處的電壓立即跳 為負值。余下的欠阻尼的較大負電壓Vy將導致MOSFET 161進入雪崩擊穿。但是由于二極 管164出現(xiàn)在V,與Vy節(jié)點之間，因此，Vy電壓被限制為最大負電位(-V,-Vf)，其中，Vf 是PN結164兩端的前向偏置壓降。 除了二極管164以外，同步整流器MOSFET 163和165將電感器的Vy節(jié)點分別連接 到濾波電容器167和168并且輸出_V。UT2和-V。UT1。這些MOSFET可以是N溝道的或P溝道 的，然而例外地，連接到最大負輸出_V。UT2的MOSFET 163必須被構造為沒有任何源漏極PN 二極管。對于N溝道或P溝道，可以利用與先前描述的包括基體偏壓生成器電路的正向TMI 升壓轉換器方法相同的技術來消除不希望的寄生二極管。替代地，可以使用其基體連接到 電位更高的供電軌(例如Vbatt)或者甚至連接到地的N溝道MOSFET。 雙輸出TMI反相器160的操作需要磁化電感器162、然后在使高位MOSFET 161截 止后，導通同步整流器MOSFET 165并且將168充電到受負反饋V剛控制的指定電壓。在此 間隔期間，Vy二-V。肌。在時間^之后，MOSFET 165截止并且第二同步整流器MOSFET 163導 通，以允許電感器電壓Vy跳到甚至更負的電壓-V,并且對電容器167充電。當電壓到達由 P麗控制器和反饋信號VFB1確定的指定電壓時，同步整流器MOSFET 163截止，高位MOSFET 161導通，并且該循環(huán)自己重復。
以這種方式，TMI反相器161從單個電感器產(chǎn)生多個負的經(jīng)調(diào)整的輸出電壓。
數(shù)位控制算法的TMI轉換器在先前的示例中，復用算法是根據(jù)硬件實現(xiàn)方式和 硬連線混合信號電路來描述的。TMI升壓轉換器的算法還可以利用數(shù)字技術、可編程狀態(tài) 機、微處理器或微控制器來實現(xiàn)。圖11圖示出了這種實現(xiàn)方式200，該實現(xiàn)方式200包括控 制根據(jù)本發(fā)明作出的三輸出時間復用電感器轉換器和調(diào)整器的微處理器210。 TMI轉換器 的基本元件，即低位N溝道MOSFET 201、同步整流器M0SFET 206、205和203以及濾波電容 器207、208、209從單個電感器202分別生成經(jīng)調(diào)整的輸出V。UT3、 V。UT2和V。UT1。
MOSFET 201 、203、205和206的柵極控制和定時由執(zhí)行前面描述的各種復用算法 的微處理器或數(shù)字控制器210內(nèi)的軟件程序控制。算法決定何時使各個MOSFET依次導通 和截止，并且還按需執(zhí)行任何先通后斷定時。雖然210的Ve^輸出可以直接驅動接地 的N溝道201，然而驅動同步整流器MOSFET 203、205和206的VG3、 VG2和VG1可能需要如柵 極緩沖器215所示的電平移動。 為了調(diào)整各個輸出的電壓并且控制MOSFET的導通時間，控制需要來自其各個輸 出的電壓反饋V,、 V^和VFB1。為了能夠使用電壓反饋，模擬信號必須被數(shù)字化，如饋給微 處理器210的模數(shù)轉換器211、212和123所示的。實際上，這些轉換器可以包括在微處理 器210內(nèi)部。如圖所示，電壓調(diào)整器200針對每個輸出電壓需要一個A/D轉換器。
在圖12的電路240所示的替代實施例中，單個A/D轉換器244可以用來利用 MOSFET 241、242、243監(jiān)視所有的三個輸出電壓，以按照順序將反饋信號VFB3、 VFB2、 VFB1 —次 一個地復用到控制器245中。在本發(fā)明的一個實施例中，A/D反饋復用與連接到每個輸出 的同步整流器的復用協(xié)同地發(fā)生。 TMI升壓輸出電壓在所描述的算法中，未假設哪些輸出電壓高于或低于其它輸 出電壓，也未假設對各個輸出充電的任何優(yōu)選順序。TMI升壓轉換器可以被設計為首先對較 低電壓的輸出充電，并且以最高電壓的輸出結束，或者反之亦然。也可以首先對最高輸出電 壓充電，接著對最低輸出電壓充電，并且最后對中間大小的電壓充電。任何電壓充電順序對 于本TMI升壓轉換器來說都是可以的。 —個重要的約束在于僅連接到最高輸出電壓的同步整流器MOSFET可以具有與其 源極-漏極端子并聯(lián)的PN二極管。例如，使用這里公開的接地基體或BBG電路技術，使得 除最高的正電壓輸出之外的所有其它正電壓輸出都必須沒有源漏極二極管。
理論上，最高電壓也不需要二極管。然而，如果所有MOSFET在磁化電感器之后的 延長的持續(xù)時間中截止，則Vx電壓將毫無限制地上升直到某個PN結擊穿為止。最有可能 發(fā)生在低位N溝道MOSFET中的這種雪崩擊穿將強使MOSFET吸收存儲在電感器中的所有能 量。稱為欠阻尼感應開關的這種狀況表明了能量和效率的損耗，并且形成了針對連接到V, 節(jié)點的任何功率MOSFET、尤其是針對看到最高VDS電位的N溝道低位MOSFET的潛在破壞性 狀況。 如果如在圖1的傳統(tǒng)升壓轉換器1中那樣PN二極管出現(xiàn)在同步整流器MOSFET兩 端，則其輸出的最小輸出電壓必須是V^t，這是因為只要將電能施加到調(diào)整器的輸入端子， 二極管前向偏置就將輸出拉至V^t。然而，在所公開的TMI升壓轉換器中，PN二極管未出 現(xiàn)在其同步整流器兩端的輸出不被局限于僅高于Vbatt的操作。修改用于減低電壓調(diào)整的升 壓轉換器的拓撲是題為"High-Efficiency Up-Down and Related DC/DCCo読rters，，(與此同時提交)的共同未決專利的主題，并且通過引用將該專利包括于此。 本公開描述了時間復用電感器在正輸出和負輸出升壓轉換器中的應用。在
與此同時提交的題為"Dual-Polarity Multi-Output DC/DC Co読rtersand Voltage
Regulators"的相關專利中，描述了能夠從單個電感器同時產(chǎn)生正電壓和負電壓的轉換器，
并且通過引用將此專利結合于此。
1權利要求
一種開關轉換器，包括電感器，該電感器連接在電源電壓與節(jié)點Vx之間；低位開關，該低位開關連接在所述節(jié)點Vx與地之間；第一高位開關，該第一高位開關連接在所述節(jié)點Vx與第一負載之間；以及第二高位開關，該第二高位開關連接在所述節(jié)點Vx與第二負載之間。
2. 如權利要求1所述的開關轉換器，還包括與所述第一負載并聯(lián)連接的第一輸出電 容器以及與所述第二負載并聯(lián)連接的第二輸出電容器。
3. 如權利要求l所述的開關轉換器，還包括控制電路，該控制電路被連接為按重復序 列來驅動所述低位開關、所述第一高位開關和所述第二高位開關，所述重復序列包括第一階段，其中所述電感器被充電到所述電源電壓與地之間； 第二階段，其中所述電感器向所述第一負載提供電流；以及第三階段，其中所述電感器向所述第二負載提供電流。
4. 如權利要求3所述的開關轉換器，其中，所述重復序列具有如下形式第一階段、第二階段、第三階段、第一階段、第二階段、第三階段。
5. 如權利要求3所述的開關轉換器，其中，所述重復序列具有如下形式第一階段、第二階段、第一階段、第三階段、第一階段、第二階段、第一階段、第三階段。
6. 如權利要求3所述的開關轉換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為提供到負載中的至少一個負載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號，并且其中所述控制電路被 配置為響應于所述反饋信號而改變所述第一階段、第二階段或第三階段中的至少一個階段 的持續(xù)時間。
7. 如權利要求3所述的開關轉換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為提供到負載中的至少一個負載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號，并且其中所述控制電路被 配置為響應于所述反饋信號而改變所述第一階段、第二階段和第三階段的重復頻率。
8. 如權利要求l所述的開關轉換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為 提供到負載中的至少一個負載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號，并且其中所述控制電路被 配置為響應于所述反饋信號而跳過所述第一階段、第二階段或第三階段。
9. 如權利要求1所述的開關轉換器，其中，所述低位開關是N溝道MOSFET器件。
10. 如權利要求1所述的開關轉換器，其中，所述第一高位開關和所述第二高位開關中 的至少一個是P溝道M0SFET器件。
11. 如權利要求10所述的開關轉換器，還包括基體偏壓生成器，該基體偏壓生成器被 連接為向所述P溝道M0SFET器件提供偏置電壓。
12. 如權利要求1所述的開關轉換器，其中，所述第一高位開關和所述第二高位開關中 的至少一個是N溝道M0SFET器件。
13. 如權利要求12所述的開關轉換器，還包括自舉電路，該自舉電路被連接為升高提 供給所述N溝道M0SFET器件的柵極的電壓。
14. 一種開關轉換器，包括電感器，該電感器連接在電源電壓與節(jié)點V,之間；低位開關，該低位開關連接在所述節(jié)點Vx與地之間；第一高位開關，該第一高位開關連接在所述節(jié)點Vx與第一負載之間；以及二極管，該二極管連接在所述節(jié)點Vx與第二負載之間。
15. 如權利要求14所述的開關轉換器，還包括與所述第一負載并聯(lián)連接的第一輸出 電容器以及與所述第二負載并聯(lián)連接的第二輸出電容器。
16. 如權利要求14所述的開關轉換器，還包括控制電路，該控制電路被連接為按重復 序列來驅動所述低位開關和所述第一高位開關，所述重復序列包括第一階段，其中所述電感器被充電到所述電源電壓與地之間； 第二階段，其中所述電感器向所述第一負載提供電流；以及 第三階段，其中所述電感器向所述第二負載提供電流。
17. 如權利要求16所述的開關轉換器，其中，所述重復序列具有如下形式第一階段、第二階段、第三階段、第一階段、第二階段、第三階段。
18. 如權利要求16所述的開關轉換器，其中，所述重復序列具有如下形式第一階段、第二階段、第一階段、第三階段、第一階段、第二階段、第一階段、第三階段。
19. 如權利要求16所述的開關轉換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為提供到負載中的至少一個負載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號，并且其中所述控制電路 被配置為響應于所述反饋信號而改變所述第一階段、第二階段或第三階段中的至少一個階 段的持續(xù)時間。
20. 如權利要求16所述的開關轉換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為提供到負載中的至少一個負載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號，并且其中所述控制電路 被配置為響應于所述反饋信號而改變所述第一階段、第二階段和第三階段的重復頻率。
21. 如權利要求16所述的開關轉換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作為提供到負載中的至少一個負載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號，并且其中所述控制電路 被配置為響應于所述反饋信號而跳過所述第一階段、第二階段或第三階段。
22. 如權利要求14所述的開關轉換器，其中，所述低位開關是N溝道M0SFET器件。
23. 如權利要求14所述的開關轉換器，其中，所述第一高位開關是P溝道M0SFET器件。
24. 如權利要求23所述的開關轉換器，還包括基體偏壓生成器，該基體偏壓生成器被 連接為向所述P溝道M0SFET器件提供偏置電壓。
25. 如權利要求14所述的開關轉換器，其中，所述第一高位開關是N溝道M0SFET器件。
26. 如權利要求25所述的開關轉換器，還包括自舉電路，該自舉電路被連接為升高提 供給所述N溝道M0SFET器件的柵極的電壓。
27. —種開關轉換器，包括低位開關，該低位開關連接在電源電壓與節(jié)點l之間；電感器，該電感器連接在電源電壓與節(jié)點V,之間；第一高位開關，該第一高位開關連接在所述節(jié)點Vx與第一負載之間；以及第二高位開關，該第二高位開關連接在所述節(jié)點vx與第二負載之間。
28. 如權利要求27所述的開關轉換器，還包括與所述第一負載并聯(lián)連接的第一輸出電容器以及與所述第二負載并聯(lián)連接的第二輸出電容器。
29. 如權利要求27所述的開關轉換器，還包括控制電路，該控制電路被連接為按重復序列來驅動所述低位開關、所述第一高位開關和所述第二高位開關，所述重復序列包括第一階段，其中所述電感器被充電到所述電源電壓與地之間；第二階段，其中所述電感器向所述第一負載提供電流；以及 第三階段，其中所述電感器向所述第二負載提供電流。
30. 如權利要求29所述的開關轉換器，其中，所述重復序列具有如下形式第一階段、 第二階段、第三階段、第一階段、第二階段、第三階段。
31. 如權利要求29所述的開關轉換器，還包括其中，所述重復序列具有如下形式第 一階段、第二階段、第一階段、第三階段、第一階段、第二階段、第一階段、第三階段。
32. 如權利要求29所述的開關轉換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作 為提供到負載中的至少一個負載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號，并且其中所述控制電路 被配置為響應于所述反饋信號而改變所述第一階段、第二階段或第三階段中的至少一個階 段的持續(xù)時間。
33. 如權利要求29所述的開關轉換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作 為提供到負載中的至少一個負載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號，并且其中所述控制電路 被配置為響應于所述反饋信號而改變所述第一階段、第二階段和第三階段的重復頻率。
34. 如權利要求29所述的開關轉換器，還包括反饋電路，該反饋電路被配置為生成作 為提供到負載中的至少一個負載的電壓或電流的函數(shù)的反饋信號，并且其中所述控制電路 被配置為響應于所述反饋信號而跳過所述第一階段、第二階段或第三階段。
35. 如權利要求27所述的開關轉換器，其中，所述低位開關是N溝道M0SFET器件。
36. 如權利要求27所述的開關轉換器，其中，所述第一高位開關和所述第二高位開關 中的至少一個是P溝道M0SFET器件。
37. 如權利要求36所述的開關轉換器，還包括基體偏壓生成器，該基體偏壓生成器被 連接為向所述P溝道M0SFET器件提供偏置電壓。
38. 如權利要求27所述的開關轉換器，其中所述第一高位開關和所述第二高位開關中 的至少一個是N溝道M0SFET器件。
39. 如權利要求38所述的開關轉換器，還包括自舉電路，該自舉電路被連接為升高提 供給所述N溝道M0SFET器件的柵極的電壓。
全文摘要
一種具有多個輸出的升壓開關轉換器包括連接在輸入供應(通常為電池)與節(jié)點Vx之間的電感器。低位開關連接節(jié)點Vx與地。包括兩個或更多個輸出級。每個輸出級包括高位開關和輸出電容器。每個輸出級被連接為將電流遞送到各個負載?？刂齐娐繁贿B接為按重復的序列來驅動低位開關和高位開關。電感器首先被充電并且然后被放電到各個輸出級。實際上，提供了一系列不同的開關轉換器，每個開關轉換器具有不同的輸出電壓。
文檔編號G05F1/00GK101779173SQ200880102252
公開日2010年7月14日 申請日期2008年8月4日 優(yōu)先權日2007年8月8日
發(fā)明者理查德·K·威廉姆斯 申請人:先進模擬科技公司