專利名稱：避免不連續(xù)模式的切換式電壓調(diào)節(jié)器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明關(guān)于一種切換式電壓調(diào)節(jié)器，尤其關(guān)于一種可避免在不連續(xù)模式下操作的切換式電壓調(diào)節(jié)器，從而提高功率轉(zhuǎn)換的效率。
現(xiàn)有技術(shù)切換式電壓調(diào)節(jié)器是用來在一個(gè)經(jīng)過調(diào)節(jié)的輸出電壓下提供所需要的輸出電流至負(fù)載。切換式電壓調(diào)節(jié)器通過控制功率晶體管的切換占空比(Duty Ratio)而達(dá)到將未調(diào)節(jié)的輸入電壓源轉(zhuǎn)換成所期望的穩(wěn)定的輸出電壓。

圖1示出了常規(guī)的采用電流反饋控制的同步切換式降壓調(diào)節(jié)器的電路框圖。如圖所示，上側(cè)開關(guān)HS與下側(cè)開關(guān)LS是串聯(lián)耦合在輸入電壓源Vin與地電位之間。電感L的一端耦合在上側(cè)開關(guān)HS與下側(cè)開關(guān)LS間的公共節(jié)點(diǎn)CN，而其另一端則作為輸出端，用來提供輸出電壓Vout至負(fù)載RL。輸出端還設(shè)置有一個(gè)輸出電容Co，用來對(duì)輸出電壓Vout進(jìn)行濾波處理。上側(cè)開關(guān)HS與下側(cè)開關(guān)LS分別由切換邏輯電路10所輸出的上側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)HD與下側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)LD加以控制。在同步切換式調(diào)節(jié)器中，上側(cè)開關(guān)HS與下側(cè)開關(guān)LS的操作彼此反相。振蕩電路11輸出一個(gè)具有固定頻率的脈沖信號(hào)PU至切換邏輯電路10。在每一個(gè)切換循環(huán)開始的時(shí)候，切換邏輯電路10響應(yīng)于脈沖信號(hào)PU而使上側(cè)開關(guān)HS導(dǎo)通且下側(cè)開關(guān)LS不導(dǎo)通。結(jié)果，輸入電壓源Vin提供能量至電感L，電流IL因而線性增大。一旦電感電流IL增加到由電壓反饋信號(hào)Vvfb與參考電壓信號(hào)Vref間經(jīng)過電流斜率補(bǔ)償?shù)恼`差信號(hào)Verr2所設(shè)定的上限時(shí)，比較器12被觸發(fā)而從低電平輸出轉(zhuǎn)態(tài)成高電平輸出。響應(yīng)于比較器12的觸發(fā)，切換邏輯電路10使上側(cè)開關(guān)HS變成不導(dǎo)通且下側(cè)開關(guān)LS變成導(dǎo)通。結(jié)果，儲(chǔ)存在電感L中的能量釋放到負(fù)載RL，造成電感電流IL線性減少。
圖2示出了圖1中的同步切換式降壓調(diào)節(jié)器的電感電流IL的波形時(shí)序圖。如圖所示，曲線21代表在連續(xù)模式(Continuous Mode)的操作中電感電流IL的波形。在每一個(gè)切換周期TS中，電感電流IL的變化呈現(xiàn)為三角形波，其線性上升部分對(duì)應(yīng)于上側(cè)開關(guān)HS處于導(dǎo)通狀態(tài)而使輸入電壓源Vin提供能量至電感L，而其線性下降部分則對(duì)應(yīng)于上側(cè)開關(guān)HS處于不導(dǎo)通狀態(tài)而使儲(chǔ)存在電感L中的能量釋放到負(fù)載RL。曲線21的平均值Iave1即通過輸出級(jí)電路而提供到負(fù)載RL的電流。
曲線22代表在不連續(xù)模式(Discontinuous Mode)的操作中電感電流IL的波形。在時(shí)間t1，一個(gè)切換循環(huán)開始，因此上側(cè)開關(guān)HS導(dǎo)通使電感電流IL線性上升。在時(shí)間t2，當(dāng)電感電流IL上升至由經(jīng)過斜率補(bǔ)償?shù)恼`差信號(hào)Verr2所設(shè)定的峰值Ipeak2時(shí)，上側(cè)開關(guān)HS即變成不導(dǎo)通，造成電感電流IL隨后開始線性減少。在時(shí)間t3，電感電流IL已經(jīng)降低至零，然而下一個(gè)切換循環(huán)仍須等待至?xí)r間t4才能開始。在此情況下，電感電流IL將在時(shí)間t3與t4區(qū)間內(nèi)發(fā)生極性反轉(zhuǎn)的現(xiàn)象，也即電感電流IL的流動(dòng)方向發(fā)生180度的轉(zhuǎn)變。因此，常規(guī)的同步切換式降壓調(diào)節(jié)器必須額外設(shè)置一個(gè)電流反轉(zhuǎn)偵測(cè)電路17，如圖1所示，使得當(dāng)電感電流IL降低至零時(shí)立即命令切換邏輯電路10使下側(cè)開關(guān)LS變成不導(dǎo)通，從而防止電感電流IL發(fā)生極性反轉(zhuǎn)現(xiàn)象而降低整體的電能供應(yīng)效率。
即使設(shè)置電流反轉(zhuǎn)偵測(cè)電路17或甚至改用非同步(Non-synchronous)切換式電壓調(diào)節(jié)器(也就是說使用功率晶體管與飛輪二極管的組合作為切換電路)，可以有效防止電感電流IL發(fā)生極性反轉(zhuǎn)現(xiàn)象。然而，如圖2所示，在不連續(xù)模式中電感電流IL在時(shí)間t3與t4區(qū)間內(nèi)維持在零。在此情況下，輸出電壓Vout無可避免地發(fā)生持續(xù)性上下震蕩而形成高頻雜訊。

發(fā)明內(nèi)容
有鑒于前述問題，本發(fā)明的一個(gè)目的在于提供一種切換式電壓調(diào)節(jié)器，可調(diào)整成在連續(xù)模式下操作，因而避免不連續(xù)模式所引起的各種缺點(diǎn)。
本發(fā)明人觀察到在每一個(gè)切換循環(huán)中，當(dāng)流經(jīng)電感的峰值電流的一半剛好等于流經(jīng)電感的平均值電流時(shí)，切換式電壓調(diào)節(jié)器在連續(xù)模式與不連續(xù)模式間的臨界操作狀態(tài)下操作。此時(shí)流經(jīng)電感的峰值電流可稱為連續(xù)模式的臨界峰值電流(Threshold Peak Current)。因此，根據(jù)本發(fā)明的切換式電壓調(diào)節(jié)器設(shè)置有一個(gè)臨界峰值電流設(shè)定電路，用來產(chǎn)生臨界峰值電流信號(hào)，其代表連續(xù)模式的臨界峰值電流。當(dāng)流經(jīng)電感的峰值電流大于臨界峰值電流時(shí)，由于已經(jīng)在連續(xù)模式中操作，因此無須調(diào)整流經(jīng)電感的電流。然而，當(dāng)流經(jīng)電感的峰值電流被偵測(cè)到小于臨界峰值電流時(shí)，為了防止電壓調(diào)節(jié)器在不連續(xù)模式中操作，因此提高流經(jīng)電感的電流使得其峰值電流仍實(shí)質(zhì)上等于臨界峰值電流，從而確保切換式電壓調(diào)節(jié)器持續(xù)在連續(xù)模式下操作。
根據(jù)本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例，提供一種切換式電壓調(diào)節(jié)器，包含一個(gè)切換電路、一個(gè)控制電路、以及一個(gè)設(shè)定電路。所述切換電路在第一操作狀態(tài)與第二操作狀態(tài)下操作。在第一操作狀態(tài)中，切換電路允許一個(gè)切換電流線性增加。在第二操作狀態(tài)中，切換電路允許該切換電流線性減少?？刂齐娐否詈系角袚Q電路，用來控制切換電路在第一或第二操作狀態(tài)下操作。設(shè)定電路產(chǎn)生一個(gè)臨界信號(hào)，使得控制電路響應(yīng)于臨界信號(hào)而確保切換電流在第一操作狀態(tài)中線性增加至大于或等于由臨界信號(hào)所設(shè)定的一個(gè)電流值，從而防止切換電流在第二操作狀態(tài)中線性減少至極性反轉(zhuǎn)。
根據(jù)本發(fā)明的另一個(gè)實(shí)施例，提供一種切換式電壓調(diào)節(jié)器的控制方法，包含下列步驟?？刂埔粋€(gè)切換電路在一個(gè)第一操作狀態(tài)下操作，用來允許一個(gè)切換電流線性增加。控制該切換電路在一個(gè)第二操作狀態(tài)下操作，用來允許該切換電流線性減少。在控制該切換電路在該第一操作狀態(tài)下操作的所述步驟中，確保該切換電流線性增加至大于或等于一個(gè)臨界電流，從而在控制該切換電路在該第二操作狀態(tài)下操作的該步驟中防止所述電流線性減少至極性反轉(zhuǎn)。
附圖簡(jiǎn)述圖1示出了常規(guī)的采用電流反饋控制的同步切換式降壓調(diào)節(jié)器的電路框圖；圖2示出了連續(xù)模式與不連續(xù)模式的電感電流的波形時(shí)序圖；圖3示出了臨界操作狀態(tài)的電感電流的波形時(shí)序圖；圖4示出了根據(jù)本發(fā)明的避免不連續(xù)模式的同步切換式降壓調(diào)節(jié)器的電路框圖；圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的臨界峰值電流設(shè)定電路的第一例子的詳細(xì)電路圖；圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的臨界峰值電流設(shè)定電路的第二例子的詳細(xì)電路圖；圖7示出了根據(jù)本發(fā)明的避免不連續(xù)模式的同步切換式升壓調(diào)節(jié)器的電路框圖。
實(shí)施方式下文中的說明與附圖將使本發(fā)明的前述與其他目的、特征、與優(yōu)點(diǎn)更加明顯。下面將參照附圖詳細(xì)說明根據(jù)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例。
本發(fā)明人仔細(xì)觀察圖2后發(fā)現(xiàn)流經(jīng)電感的峰值電流與平均值電流間的相對(duì)關(guān)系在連續(xù)模式中與不連續(xù)模式中具有顯著的差別。具體而言，在連續(xù)模式中，例如曲線21所代表的操作，流經(jīng)電感L的平均值電流Iave1大于流經(jīng)電感L的峰值電流Ipeak1的一半。然而，在不連續(xù)模式中，例如曲線22所代表的操作，流經(jīng)電感L的平均值電流Iave2小于流經(jīng)電感L的峰值電流Ipeak2的一半，這是因?yàn)樵诿恳粋€(gè)切換周期TS中有一部分的時(shí)間內(nèi)電感電流IL實(shí)質(zhì)上為零(在設(shè)有電流反轉(zhuǎn)防止裝置的情況下)。因此，如果為了避免切換式電壓調(diào)節(jié)器在不連續(xù)模式下操作，則必須確保流經(jīng)電感的峰值電流的一半小于或等于流經(jīng)電感的平均值電流。如圖3所示，曲線30代表在臨界操作狀態(tài)中電感電流IL的波形，在每一個(gè)切換循環(huán)結(jié)束之前電感電流IL剛好降低到零。現(xiàn)計(jì)算流經(jīng)電感的峰值電流的一半剛好等于流經(jīng)電感的平均值電流時(shí)的臨界操作狀態(tài)，可發(fā)現(xiàn)臨界峰值電流Ipeak_TH由占空比D、切換周期TS、輸入電壓源Vin、以及電感L所共同決定，如下列方程式(1)所示
Ipeak_TH=(TsL)·D·(1-D)·Vin...(1)]]>由于臨界峰值電流Ipeak_TH代表連續(xù)模式的最小可允許的峰值電流，因此只要確保流經(jīng)電感的峰值電流大于或等于此臨界峰值電流Ipeak_TH，即可有效避免電壓調(diào)節(jié)器在不連續(xù)模式中操作。
圖4示出了根據(jù)本發(fā)明的避免不連續(xù)模式的同步切換式降壓調(diào)節(jié)器的電路框圖。如圖所示，上側(cè)開關(guān)HS與下側(cè)開關(guān)LS串聯(lián)耦合到輸入電壓源Vin與地電位之間。電感L的一端耦合到上側(cè)開關(guān)HS與下側(cè)開關(guān)LS間的公共節(jié)點(diǎn)CN，而其另一端則作為輸出端，用來提供輸出電壓Vout至負(fù)載RL。輸出端還設(shè)置有一個(gè)輸出電容Co，用來對(duì)輸出電壓Vout進(jìn)行濾波處理。上側(cè)開關(guān)HS與下側(cè)開關(guān)LS分別由切換邏輯電路40所輸出的上側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)HD與下側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)LD加以控制。切換邏輯電路40具有一個(gè)SR鎖存器(Latch)41，用來從反相輸出端Q提供上側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)HD與下側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)LD。在圖4所示的實(shí)施例中，因?yàn)樯蟼?cè)開關(guān)HS是由PMOS晶體管來實(shí)現(xiàn)且下側(cè)開關(guān)LS是由NMOS晶體管來實(shí)現(xiàn)，所以上側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)HD與下側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)LD是由同相位的信號(hào)來實(shí)現(xiàn)。
SR鎖存器41的設(shè)置端S連接到反相器42的輸出端。反相器42的輸入端連接到振蕩電路11，用來接收脈沖信號(hào)PU。SR鎖存器41的重置端R連接到NAND邏輯門43的輸出端。NAND邏輯門43的第一輸入端連接到比較器12的輸出端，用來接收第一比較結(jié)果信號(hào)CR1。比較器12的反相輸入端連接到斜率補(bǔ)償電路13的輸出端。斜率補(bǔ)償電路13的兩個(gè)輸入端分別連接到振蕩電路11與誤差放大器14的輸出端，用來基于振蕩電路11所輸出的鋸齒波信號(hào)RA與誤差放大器14所輸出的有關(guān)電壓反饋信號(hào)Vvfb與參考電壓信號(hào)Vref間的誤差信號(hào)Verr1而產(chǎn)生經(jīng)過斜率補(bǔ)償?shù)恼`差信號(hào)Verr2。誤差放大器14的反相輸入端連接到電壓反饋電路15的輸出端，用來接收電壓反饋信號(hào)Vvfb，其代表電壓調(diào)節(jié)器的輸出電壓Vout。誤差放大器14的非反相輸入端用來接收一個(gè)參考電壓信號(hào)Vref。比較器12的非反相輸入端連接到電流反饋電路16，用來接收電流反饋信號(hào)Vifb，其代表電感電流IL。
NAND邏輯門43的第二輸入端連接到比較器44的輸出端，用來接收第二比較結(jié)果信號(hào)CR2。比較器44的反相輸入端連接到臨界峰值電流設(shè)定電路45，用來接收臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH。比較器44的非反相輸入端連接到電流反饋電路16，用來接收電流反饋信號(hào)Vifb。由臨界峰值電流設(shè)定電路45所產(chǎn)生的臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH是代表根據(jù)前述方程式(1)所計(jì)算而得的臨界峰值電流Ipeak_TH。
下面將參照?qǐng)D4詳細(xì)說明根據(jù)本發(fā)明的同步切換式降壓調(diào)節(jié)器的操作。振蕩電路11所產(chǎn)生的具有周期TS的脈沖信號(hào)PU經(jīng)由反相器42提供到SR鎖存器41的設(shè)置端S。由于SR鎖存器41是負(fù)向觸發(fā)電路，因此脈沖信號(hào)PU的上升邊緣經(jīng)反相后觸發(fā)SR鎖存器41，使其反相輸出端Q提供具有低電平的上側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)HD與下側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)LD，開始進(jìn)行一個(gè)切換循環(huán)。低電平的上側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)HD使上側(cè)開關(guān)HS導(dǎo)通，而低電平的下側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)LD使下側(cè)開關(guān)LS不導(dǎo)通。結(jié)果，輸入電壓源Vin提供能量到電感L，電感電流IL因而線性增大。電流反饋電路16偵測(cè)電感電流IL，并產(chǎn)生用來代表電感電流IL的電流反饋信號(hào)Vifb。電流反饋信號(hào)Vifb提供到比較器12與44，用來分別比較經(jīng)過斜率補(bǔ)償?shù)恼`差信號(hào)Verr2與臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH。
借助于比較器12的作用，一旦線性上升的電流反饋信號(hào)Vifb超出經(jīng)過斜率補(bǔ)償?shù)恼`差信號(hào)Verr2時(shí)，第一比較結(jié)果信號(hào)CR1立即從低電平狀態(tài)轉(zhuǎn)變成高電平狀態(tài)。另一方面，借助于比較器44的作用，一旦線性上升的電流反饋信號(hào)Vifb超出臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH時(shí)，第二比較結(jié)果信號(hào)CR2立即從低電平狀態(tài)轉(zhuǎn)變成高電平狀態(tài)。第一比較結(jié)果信號(hào)CR2與第二比較結(jié)果信號(hào)CR2經(jīng)由NAND邏輯門43的耦合而控制SR鎖存器41的重置端R。因此，重置端R被觸發(fā)(也就是說，NAND邏輯門43的輸出信號(hào)從高電平狀態(tài)轉(zhuǎn)變成低電平狀態(tài))的條件是第一與第二比較結(jié)果信號(hào)CR1與CR2必須同時(shí)處于高電平狀態(tài)才能滿足。換言之，即使線性上升的電流反饋信號(hào)Vifb因?yàn)橐呀?jīng)超出經(jīng)過斜率補(bǔ)償?shù)恼`差信號(hào)Verr2而使第一比較結(jié)果信號(hào)CR1從低電平狀態(tài)轉(zhuǎn)變成高電平狀態(tài)時(shí)，如果此時(shí)電流反饋信號(hào)Vifb仍未超出臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH，則因?yàn)榈诙容^結(jié)果信號(hào)CR2仍然處于低電平狀態(tài)，所以NAND邏輯門43的輸出信號(hào)維持在高電平狀態(tài)，無法觸發(fā)重置端R。結(jié)果，上側(cè)開關(guān)HS仍然維持導(dǎo)通，使電流反饋信號(hào)Vifb繼續(xù)上升直到超出臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH。
當(dāng)重置端R被觸發(fā)時(shí)，SR鎖存器的反相輸出端Q提供具有高電平的上側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)HD與下側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)LD。高電平的上側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)HD使上側(cè)開關(guān)HS不導(dǎo)通，而高電平的下側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)LD使下側(cè)開關(guān)LS導(dǎo)通。結(jié)果，儲(chǔ)存在電感L的能量釋放到負(fù)載RL，電感電流IL因而線性減少。由于流經(jīng)電感的峰值電流必須大于或等于臨界峰值電流Ipeak_TH，才能使重置端R被觸發(fā)，所以在脈沖信號(hào)PU再次觸發(fā)設(shè)置端S以進(jìn)入下一個(gè)切換循環(huán)之前，電感電流IL不會(huì)降低至極性反轉(zhuǎn)。因此，根據(jù)本發(fā)明的同步切換式降壓調(diào)節(jié)器有效地避免在不連續(xù)模式中操作，解決了常規(guī)的電感電流極性反轉(zhuǎn)及/或輸出電壓上下震蕩而形成高頻雜訊的問題。
在圖4所示的實(shí)施例中，由于比較器12與比較器44都設(shè)計(jì)成電壓比較電路，也即輸入端用來接收電壓信號(hào)且輸出端用來輸出電壓信號(hào)，因此電流反饋電路16與臨界峰值電流設(shè)定電路45都設(shè)計(jì)成輸出電壓信號(hào)Vifb與Vpeak_TH，用來間接代表所對(duì)應(yīng)的電流物理量IL與Ipeak_TH，而非直接輸出電流信號(hào)。請(qǐng)注意本發(fā)明還可以應(yīng)用于電流反饋電路16與臨界峰值電流設(shè)定電路45設(shè)計(jì)成直接輸出電流信號(hào)的情況。舉例而言，在電流反饋電路16與臨界峰值電流設(shè)定電路45的輸出端額外設(shè)置電流至電壓轉(zhuǎn)換器，用來將所輸出的電流信號(hào)轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)。另一種可行的方法則是使用電壓至電流轉(zhuǎn)換器將電壓的誤差信號(hào)Verr2轉(zhuǎn)換成電流信號(hào)，同時(shí)將比較器12與比較器44設(shè)計(jì)成電流比較電路。這種情況下，電流反饋電路16與臨界峰值電流設(shè)定電路45也設(shè)計(jì)成直接輸出電流信號(hào)。
從方程式(1)可知，臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH隨著占空比的二次冪而變動(dòng)。除了穩(wěn)定狀態(tài)已經(jīng)建立以外，占空比隨著電壓調(diào)節(jié)器的即時(shí)操作狀態(tài)而變動(dòng)。即使在穩(wěn)定狀態(tài)下，占空比也可能因輸入電壓源Vin逐漸下降而必須增大以使輸出電壓Vout維持在所期望的目標(biāo)值。因此，根據(jù)本發(fā)明的臨界峰值電流設(shè)定電路45并非僅產(chǎn)生一個(gè)固定信號(hào)，而必須基于電壓調(diào)節(jié)器的即時(shí)操作狀態(tài)而調(diào)整所需要的臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH。
圖5示出了根據(jù)本發(fā)明的臨界峰值電流設(shè)定電路45-1的第一例子的詳細(xì)電路圖。如圖所示，響應(yīng)于未調(diào)節(jié)的輸出電壓Vin與具有周期TS的鋸齒波信號(hào)RA，臨界峰值電流設(shè)定電路45-1產(chǎn)生臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH，其代表根據(jù)前述方程式(1)所計(jì)算而得到的臨界峰值電流Ipeak_TH。具體而言，輸入電壓Vin依序經(jīng)由運(yùn)算放大器OP1與OP2的線性放大而形成臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH，可表示如下列方程式(2)Vpeak_TH=(Rv1Rc1)·(Rv2Rc2)·Vin...(2)]]>這里Rc1是連接到輸入電壓Vin與運(yùn)算放大器OP1的反相輸入端之間的固定電阻、Rv1是連接到運(yùn)算放大器OP1的反相輸入端與輸出端之間的線性可變電阻、Rc2是連接到運(yùn)算放大器OP1的輸出端與運(yùn)算放大器OP2的反相輸入端之間的固定電阻、并且Rv2是連接到運(yùn)算放大器OP2的反相輸入端與輸出端之間的線性可變電阻。
線性可變電阻Rv1設(shè)計(jì)成一個(gè)時(shí)間函數(shù)，可表示成方程式(3)Rv1(t)＝Rv1，t＝0·D(t)...(3)這里Rv1，t＝0是線性可變電阻Rv1在切換循環(huán)開始時(shí)的最初電阻值，且D(t)為一個(gè)具有周期TS的時(shí)間函數(shù)，其值從0線性遞增至1。線性可變電阻Rv2也設(shè)計(jì)成另一個(gè)時(shí)間函數(shù)，可表示成方程式(4)Rv2(t)＝Rv2，t＝0·(1-D)(t)...(4)這里Rv2，t＝0是線性可變電阻Rv2在切換循環(huán)開始時(shí)的最初電阻值，且(1-D)(t)為具有周期TS的時(shí)間函數(shù)，其值從1線性遞減至0。圖4所示的振蕩電路11所產(chǎn)生的鋸齒波信號(hào)RA的振幅隨著時(shí)間線性遞增且具有周期TS。因此，線性可變電阻Rv1可以通過振蕩電路11所產(chǎn)生的鋸齒波信號(hào)RA的調(diào)制而實(shí)施。另一方面，鋸齒波信號(hào)RA經(jīng)過反相器INV后可形成一個(gè)反相波形，其振幅隨著時(shí)間線性遞減且具有周期TS。因此，線性可變電阻Rv2可以通過該反相鋸齒波信號(hào)的調(diào)制而實(shí)施。
通過將方程式(3)與(4)代入方程式(2)，臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH可表示如下述方程式(5)Vpeak_TH(t)=(Rv1,t=0Rc1)·(Rv2,t=0Rc2)·D(t)·(1-D)(t)·Vin...(5)]]>比較方程式(1)與(5)，可以發(fā)現(xiàn)由各個(gè)電阻值所構(gòu)成的比例常數(shù)項(xiàng)需要設(shè)計(jì)成滿足下述條件(6)(Rv1,t=0Rc1)·(Rv2,t=0Rc2)=TsL...(6)]]>在每一個(gè)切換循環(huán)中，當(dāng)電流反饋信號(hào)Vifb達(dá)到經(jīng)過斜率補(bǔ)償?shù)恼`差信號(hào)Verr2時(shí)，這一時(shí)刻所對(duì)應(yīng)的臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH也準(zhǔn)確地由臨界峰值電流設(shè)定電路45-1所產(chǎn)生。因此，比較器44可有效地判斷電流反饋信號(hào)Vifb是否超出臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH，以避免電壓調(diào)節(jié)器在不連續(xù)模式下操作。
圖6示出了根據(jù)本發(fā)明的臨界峰值電流設(shè)定電路45-2的第二例子的詳細(xì)電路圖。如圖所示，輸入電壓Vin經(jīng)由運(yùn)算放大器OPa、NMOS晶體管N1、與電阻Ra所構(gòu)成的線性電流調(diào)節(jié)器而決定一個(gè)電流Ia，可表示如下列方程式(7)
Ia=(VinRa)...(7)]]>換言之，電流Ia正比于輸入電壓Vin。PMOS晶體管P1至P4構(gòu)成一個(gè)多重輸出級(jí)的電流鏡，其輸出級(jí)晶體管P2至P4分別提供電流Ia。晶體管P2提供電流Ia至由PMOS晶體管P5與P6所構(gòu)成的一個(gè)差動(dòng)對(duì)(Differential Pair)。晶體管P3提供電流Ia至由PMOS晶體管P7與P8所構(gòu)成的另一個(gè)差動(dòng)對(duì)。晶體管P5的柵極連接到一個(gè)下邊界參考電壓Vbl，而晶體管P8的柵極連接到一個(gè)上邊界參考電Vbh。晶體管P6與P7的柵極相互連接，并且用于接收振蕩電路11所產(chǎn)生的鋸齒波信號(hào)RA。
晶體管P3所提供的電流Ia根據(jù)下邊界參考電壓Vbl與鋸齒波信號(hào)RA間的差異而決定分配多少至晶體管P5。換言之，由晶體管P5與P6所構(gòu)成的差動(dòng)對(duì)由下邊界參考電壓Vbl與鋸齒波信號(hào)RA來控制，用來根據(jù)鋸齒波信號(hào)RA的變化而從電流Ia中選取一個(gè)周期性變化分量，使其流經(jīng)晶體管P5。晶體管P4所供應(yīng)的電流Ia根據(jù)鋸齒波信號(hào)RA與上邊界參考電壓Vbh之間的差異而決定分配多少至晶體管P8。換言之，由晶體管P7與P8所構(gòu)成的差動(dòng)對(duì)由鋸齒波信號(hào)RA與上邊界參考電壓Vbh來控制，用來根據(jù)鋸齒波信號(hào)RA的變化而從電流Ia中選取一個(gè)周期性變化分量，使其流經(jīng)晶體管P8。隨后，流經(jīng)晶體管P5與P8的周期性變化分量彼此相加，并且通過NMOS晶體管N3與N4所構(gòu)成的電流鏡而轉(zhuǎn)換為電流Ib。
臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH通過電流Ia、Ib、與Ic流經(jīng)電阻Rb所造成的電壓差而實(shí)施，可表示如下列方程式(8)Vpeak_TH＝(Ia-Ib+Ic)·Rb...(8)電流Ia是用來模擬方程式(1)中的輸入電壓Vin的變化。由于電流Ib會(huì)隨著電流Ia與鋸齒波信號(hào)RA而變化，因此電流Ib需要適合用于模擬方程式(1)中的占空比D與輸入電壓Vin所引起的臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH的變化。電流Ic是一個(gè)固定的補(bǔ)償(Offset)電流，用來調(diào)整臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH的直流電平(DC Level)。在本發(fā)明的一個(gè)實(shí)施例中，下邊界參考電壓Vbl設(shè)定為0.5伏特、上邊界參考電壓Vbh設(shè)定為0.75伏特、且鋸齒波信號(hào)RA隨著時(shí)間從0伏特線性變化至0.8伏特。在此參數(shù)條件下，電流Ia、Ib、與Ic的組合可相當(dāng)滿意地模擬近似在占空比介于0.66至1區(qū)間內(nèi)的臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH的變化。
請(qǐng)注意根據(jù)本發(fā)明的電路與方法可廣泛應(yīng)用于各種型態(tài)的切換式電壓調(diào)節(jié)器，例如同步與非同步、升壓與降壓、電壓反饋控制與電流反饋控制、脈沖寬度調(diào)制(PWM)與脈沖頻率調(diào)制(PFM)等等所有常規(guī)的電壓調(diào)節(jié)器類型，并無特殊型態(tài)之限制。圖7示出了根據(jù)本發(fā)明的避免不連續(xù)模式的同步切換式升壓調(diào)節(jié)器的電路框圖。圖7的升壓調(diào)節(jié)器與圖4的降壓調(diào)節(jié)器的差異之處在于上側(cè)開關(guān)HS與電感L的連接形態(tài)、切換邏輯電路70、以及臨界峰值電流設(shè)定電路75。如圖所示，電感L連接在輸入電壓源Vin與公共節(jié)點(diǎn)CN之間，上側(cè)開關(guān)HS則連接在公共節(jié)點(diǎn)CN與輸出端之間。切換邏輯電路70提供SR鎖存器的正相輸出Q作為上側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)HD與下側(cè)驅(qū)動(dòng)信號(hào)LD。臨界峰值電流設(shè)定電路75則產(chǎn)生臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH，用來代表臨界狀態(tài)電感電流的峰值Ipeak_TH，如下列方程式(9)所示Ipeak_TH=(TsL)·D·(1-D)·Vout...(9)]]>
比較方程式(9)與(1)可知，方程式(9)的輸出電壓項(xiàng)Vout對(duì)應(yīng)于方程式(1)的輸出電壓源項(xiàng)Vin。因此，應(yīng)用于升壓調(diào)節(jié)器的臨界峰值電流設(shè)定電路75響應(yīng)于輸出電壓Vout與振蕩電路11所產(chǎn)生的鋸齒波信號(hào)RA而決定臨界峰值設(shè)定信號(hào)Vpeak_TH。具體而言，只要對(duì)于圖5所示的臨界峰值電流設(shè)定電路45-1或圖6所示的臨界峰值電流設(shè)定電路45-2，將原先使用輸入電壓Vin之處改換成使用輸出電壓Vout，即可輕易獲得可以應(yīng)用于圖7所示的升壓調(diào)節(jié)器的臨界峰值電流設(shè)定電路75。
雖然本發(fā)明已經(jīng)通過優(yōu)選實(shí)施例作為示例加以說明，但是應(yīng)該理解本發(fā)明不限于所公開的實(shí)施例。相反地，本發(fā)明意欲涵蓋對(duì)于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說是明顯的各種修改與相似配置。因此，權(quán)利要求書的范圍應(yīng)該根據(jù)最廣的詮釋，以包含所有這種修改與相似配置。
權(quán)利要求
1.一種切換式電壓調(diào)節(jié)器，包含一個(gè)切換電路，在一個(gè)第一操作狀態(tài)和一個(gè)第二操作狀態(tài)下操作，在所述第一操作狀態(tài)中，所述切換電路允許一個(gè)切換電流線性增加，而在所述第二操作狀態(tài)中，所述切換電路允許所述切換電流線性減少；一個(gè)控制電路，耦合到所述切換電路，用來控制所述切換電路在所述第一或第二操作狀態(tài)下操作；以及一個(gè)設(shè)定電路，用來產(chǎn)生一個(gè)臨界信號(hào)，使得所述控制電路響應(yīng)于所述臨界信號(hào)而確保所述切換電流在所述第一操作狀態(tài)中線性增加至大于或等于由所述臨界信號(hào)所設(shè)定的一個(gè)電流值，從而防止所述切換電流在所述第二操作狀態(tài)中線性減少至極性反轉(zhuǎn)。
2.如權(quán)利要求1所述的切換式電壓調(diào)節(jié)器，其中所述控制電路包含一個(gè)電流反饋電路，用來產(chǎn)生一個(gè)電流反饋信號(hào)，其代表所述切換電流，以及一個(gè)比較電路，用來比較所述電流反饋信號(hào)與所述臨界信號(hào)，使得當(dāng)所述電流反饋信號(hào)小于所述臨界信號(hào)時(shí)所述控制電路防止所述切換電路在所述第二操作狀態(tài)下操作。
3.如權(quán)利要求1所述的切換式電壓調(diào)節(jié)器，其中所述切換式電壓調(diào)節(jié)器將一個(gè)輸入電壓轉(zhuǎn)換成一個(gè)輸出電壓，并且所述設(shè)定電路包含一個(gè)線性電流調(diào)節(jié)器，用來產(chǎn)生一個(gè)電流信號(hào)，其代表所述輸入電壓；一個(gè)第一差動(dòng)對(duì)，由一個(gè)周期信號(hào)與一個(gè)下邊界參考電壓信號(hào)所控制，用來從所述電流信號(hào)中選取一個(gè)第一分量；一個(gè)第二差動(dòng)對(duì)，由所述周期信號(hào)與一個(gè)上邊界參考電壓信號(hào)所控制，用來從所述電流信號(hào)中選取一個(gè)第二分量；以及一個(gè)固定電流源，用來提供一個(gè)補(bǔ)償電流信號(hào)，其中所述臨界信號(hào)是由所述電流信號(hào)、所述第一分量、所述第二分量、與所述補(bǔ)償電流信號(hào)的一個(gè)組合來模擬近似。
4.如權(quán)利要求3所述的切換式電壓調(diào)節(jié)器，進(jìn)一步包含一個(gè)振蕩電路，用來產(chǎn)生一個(gè)脈沖信號(hào)與一個(gè)鋸齒波信號(hào)，使得所述控制電路響應(yīng)于所述脈沖信號(hào)而使所述切換電路在所述第一操作狀態(tài)下操作，并且使得所述鋸齒波信號(hào)作為所述周期信號(hào)。
5.如權(quán)利要求1所述的切換式電壓調(diào)節(jié)器，進(jìn)一步包含一個(gè)振蕩電路，用來產(chǎn)生一個(gè)脈沖信號(hào)與一個(gè)鋸齒波信號(hào)，使得所述控制電路響應(yīng)于所述脈沖信號(hào)而使所述切換電路在所述第一操作狀態(tài)下操作，并且使得所述設(shè)定電路響應(yīng)于所述鋸齒波信號(hào)而調(diào)整所述臨界信號(hào)。
6.一種切換式電壓調(diào)節(jié)器的控制方法，包含下列步驟控制一個(gè)切換電路在一個(gè)第一操作狀態(tài)下操作，用來允許一個(gè)切換電流線性增加，以及控制所述切換電路在一個(gè)第二操作狀態(tài)下操作，用來允許所述切換電流線性減少，其中在控制所述切換電路在所述第一操作狀態(tài)下操作的所述步驟中，確保所述切換電流線性增加至大于或等于一個(gè)臨界電流，從而在控制所述切換電路在所述第二操作狀態(tài)下操作的所述步驟中防止所述電流線性減少至極性反轉(zhuǎn)。
7.如權(quán)利要求6所述的切換式電壓調(diào)節(jié)器的控制方法，進(jìn)一步包含下列步驟比較所述切換電流與所述臨界電流，以及當(dāng)所述切換電流小于所述臨界電流時(shí)繼續(xù)控制所述切換電路在所述第一操作狀態(tài)下操作。
8.如權(quán)利要求6所述的切換式電壓調(diào)節(jié)器的控制方法，其中所述臨界電流至少基于控制所述切換電路在所述第一操作狀態(tài)下操作的所述步驟所占時(shí)間而調(diào)整。
9.如權(quán)利要求6所述的切換式電壓調(diào)節(jié)器的控制方法，其中所述切換式電壓調(diào)節(jié)器將一個(gè)輸入電壓轉(zhuǎn)換成一個(gè)輸出電壓，使得所述輸出電壓小于所述輸入電壓，并且所述臨界電流至少基于所述輸入電壓而調(diào)整。
10.如權(quán)利要求6所述的切換式電壓調(diào)節(jié)器的控制方法，其中所述切換式電壓調(diào)節(jié)器將一個(gè)輸入電壓轉(zhuǎn)換成一個(gè)輸出電壓，使得所述輸出電壓大于所述輸入電壓，并且所述臨界電流至少基于所述輸出電壓而調(diào)整。
全文摘要
切換電路在第一和第二操作狀態(tài)下操作。在第一操作狀態(tài)中，切換電路允許一個(gè)切換電流線性增加。在第二操作狀態(tài)中，切換電路允許該切換電流線性減少?？刂齐娐否詈系剿銮袚Q電路，使其操作于第一或第二操作狀態(tài)下。設(shè)定電路產(chǎn)生一個(gè)臨界信號(hào)，使得控制電路響應(yīng)于臨界信號(hào)而確保切換電流在第一操作狀態(tài)中線性增加至大于或等于由臨界信號(hào)所設(shè)定的一個(gè)電流值。從而防止切換電流在第二操作狀態(tài)中線性減少至極性反轉(zhuǎn)。
文檔編號(hào)G05F1/10GK1790216SQ20041008203
公開日2006年6月21日 申請(qǐng)日期2004年12月17日 優(yōu)先權(quán)日2004年12月17日
發(fā)明者陳天賜, 曾光男 申請(qǐng)人:圓創(chuàng)科技股份有限公司